時(shí)間：2023-05-29 17:39:14
開篇：寫作不僅是一種記錄，更是一種創(chuàng)造，它讓我們能夠捕捉那些稍縱即逝的靈感，將它們永久地定格在紙上。下面是小編精心整理的12篇電壓比較器，希望這些內(nèi)容能成為您創(chuàng)作過程中的良師益友，陪伴您不斷探索和進(jìn)步。
幸運(yùn)的是，當(dāng)8位單片機(jī)開始不斷涉足更多的混合信號應(yīng)用時(shí)，越來越多具有模擬背景的設(shè)計(jì)人員開始使用單片機(jī)。這些采用混合信號單片機(jī)的設(shè)計(jì)人員非常熟悉電壓比較器的靈活性和功能，便著手發(fā)掘其潛能。使用片上電壓比較器的應(yīng)用不斷涌現(xiàn)，包括傳感器輸出的模擬信號到數(shù)字信號的轉(zhuǎn)換、邏輯門、放大器以及電源轉(zhuǎn)換。
遺憾的是，混合信號單片機(jī)設(shè)計(jì)人員的人數(shù)尚不足以有效推廣電壓比較器。因此，本文旨在使設(shè)計(jì)人員認(rèn)識(shí)到不起眼的片上電壓比較器可能給混合信號應(yīng)用帶來的價(jià)值。全面探討這個(gè)主題需要數(shù)百頁的篇幅，我們將盡量多地選取一些可能的應(yīng)用進(jìn)行闡述。
我們首先將討論傳感器數(shù)字轉(zhuǎn)換。大多數(shù)模擬傳感器會(huì)產(chǎn)生與其測量的環(huán)境因素成比例的阻值、電感或電容值的變化。熱敏電阻阻值的變化與溫度成比例，濕度傳感器改變其電容值，而某些接近傳感器甚至?xí)淖冏陨淼碾姼兄怠鹘y(tǒng)的轉(zhuǎn)換方法先將電阻、電容或電感轉(zhuǎn)換為電壓，然后使用一個(gè)ADC將電壓轉(zhuǎn)換為數(shù)字值。但是，假使我們可以將傳感器的輸出直接轉(zhuǎn)換為數(shù)字值，又會(huì)怎樣?
利用不起眼的片內(nèi)電壓比較器構(gòu)建簡單的張弛振蕩器，可以將電阻、電容或電感轉(zhuǎn)換為可變的頻率，然后使用定時(shí)器外設(shè)來測量該頻率。圖l顯示了兩個(gè)簡單的振蕩器電路。除了簡單這一顯而易見的優(yōu)點(diǎn)外，兩個(gè)電路由于自身會(huì)對輸入信號求平均，因而具有一定的噪聲抑制能力。不過，其分辨率還由采樣時(shí)間決定。
在兩個(gè)電路中，電阻Rl、R2和HR3提供滯回電壓，根據(jù)比較器的輸出狀態(tài)來調(diào)節(jié)比較器跳變電平的大小。左邊電路中的R4和L1與右邊電路中的R4和C1作用相同，用于設(shè)置工作頻率。通過用適當(dāng)?shù)淖栊浴⑷菪曰蚋行詡鞲衅魈鎿QR4、C1或L1，就能構(gòu)建一個(gè)頻率可隨傳感器輸出值變化的變頻振蕩器。然后使用TimerO和Timerl將頻率轉(zhuǎn)換為數(shù)字值。Timerl的計(jì)數(shù)頻率與振蕩器頻率相同，TimerO設(shè)置采樣周期。當(dāng)TimerO溢出時(shí)，Timerl停止計(jì)數(shù)，它的當(dāng)前值就是轉(zhuǎn)換的結(jié)果。
這一對內(nèi)部定時(shí)器與少量的外部元件和一些軟件相結(jié)合，向設(shè)計(jì)人員提供了一種使用比較器測量電阻、電感或電容的簡便方法。設(shè)計(jì)人員只需延長Timerl的計(jì)數(shù)周期，就可以提高轉(zhuǎn)換器的分辨率。
此外，大多數(shù)帶有片上比較器的新型單片機(jī)在比較器的反相輸入端上有一個(gè)2選1或4選1的模擬多路開關(guān)。只需給每個(gè)傳感器添加一個(gè)電阻R4，然后將傳感器／電阻的接點(diǎn)連接到多路開關(guān)的各個(gè)輸入端，設(shè)計(jì)人員就能在多達(dá)4個(gè)傳感器中選擇轉(zhuǎn)換器的輸入。
構(gòu)建邏輯門只不過是將二極管邏輯與一些電阻組合起來，以實(shí)現(xiàn)必需的邏輯功能。圖2給出了實(shí)現(xiàn)了邏輯“與(AND)”和邏輯“或(OR)”功能的簡單電路，以及略為復(fù)雜的邏輯“異或(XOR)”功能的電路。
圖2中，左邊的電路實(shí)現(xiàn)邏輯“與”和邏輯“或”功能。要實(shí)現(xiàn)邏輯“與”功能，選擇R3和R4的值，使得反相輸入端的電壓高于Vnn／2。要實(shí)現(xiàn)邏輯“或”功能，選擇可使反相輸入端的電壓略低于Vnn／2的值。(R1和R2的值應(yīng)相等)。在邏輯“與”配置中，A和B兩個(gè)輸入端必須同為高電平以將同相輸入端的電壓拉高到VDD／2之上，才能使輸出變?yōu)楦唠娖健Ｔ谶壿嫛盎颉迸渲弥校珹或B中必須至少有一個(gè)為高電平以將同相輸入端的電壓拉至VDD／2，才能拉高輸出電平。要構(gòu)建邏輯“非與(NAND)”或“非或(NOR)”電路，只需將反相和同相輸入端交換即可。
圖2中，右邊的電路用于實(shí)現(xiàn)邏輯“異或”功能。如果A或B中有一個(gè)為低電平，那么反相輸入端將被鉗位在0.7V，若另一個(gè)輸入為高電平，就會(huì)產(chǎn)生高電平輸出。如果A和B均為高電平，那么同相輸入端的電壓將保持為略低于VDD，而反相輸入端被拉至VDD--導(dǎo)致輸出低電平。(注：對于任何邏輯電路，選定的電阻值應(yīng)足夠大以使所有電流處于1～10mA范圍內(nèi)，這樣比較器的輸出驅(qū)動(dòng)電路才能容易地驅(qū)動(dòng)邏輯)。
接下來，讓我們研究如何將比較器用做低頻運(yùn)放。只需使用一個(gè)足夠低頻的低通濾波器來對脈沖鏈進(jìn)行濾波，任何占空比可變的數(shù)字信號均可被轉(zhuǎn)換為直流電壓。要使用比較器來構(gòu)建運(yùn)放，我們將使用同樣的濾波器求平均功能來生成反饋和輸出電壓(見圖3)。
在同相電路中，R1和R2如同在常規(guī)運(yùn)放電路中一樣，用于確定增益。C1和R3／C2充當(dāng)濾波器對比較器輸出端的PWM數(shù)字信號求均值，并將求得的結(jié)果作為反饋的直流電平和電路的線性輸出。在反相電路中，R4和R5確定增益，C3和R6／C4充當(dāng)平均濾波器將數(shù)字PwM信號轉(zhuǎn)換為線性電壓。注：在反相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，需要R7和R8來產(chǎn)生電路的虛擬地。
最后要講述的是開關(guān)電源電路。產(chǎn)生交變電源電壓的一種方法是產(chǎn)生由輸出反饋電壓門控的PwM開關(guān)信號。在該電路中，一個(gè)比較器產(chǎn)生斜坡波形，而另一個(gè)提供輸出電壓的反饋信號。圖4中的原理圖給出了使用兩個(gè)比較器的實(shí)現(xiàn)方案。
在該電路中，比較器U1a是一個(gè)脈沖發(fā)生器，與前面所述的將傳感器輸出轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號的振蕩器類似，其工作頻率由R4、R5和C1決定。電路中R5的作用是確保C1上的充電電壓絕不會(huì)低于約1.5V。這一點(diǎn)非常重要，因?yàn)閁1b通過將U1a的同相輸入端拉至約0. 7V來控制振蕩器的工作，使其停振。(注：振蕩器被設(shè)計(jì)為在關(guān)斷時(shí)將輸出拉為低電平，因此此時(shí)Q1也將處于截止?fàn)顟B(tài))。
當(dāng)振蕩器運(yùn)行時(shí)，Q1會(huì)定期導(dǎo)通，使得電流流過L1。當(dāng)Q1截止時(shí)，流過L1的電流會(huì)使D3正偏，從而給C2充電，繼而抬高輸出電壓。c2上采樣得到的輸出電壓經(jīng)過分壓后與D2上的正向電壓作比較。如果輸出電壓過高，U1會(huì)關(guān)斷振蕩器，C2會(huì)向負(fù)載放電，從而使輸出電壓降低。當(dāng)輸出電壓跌落到所需電壓以下時(shí)，U1b的輸出就會(huì)變成高電平，振蕩器重新起振，將重新有電流流向C2。
關(guān)鍵詞:LM393比較器;單片機(jī)
中圖分類號:TP18文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A文章編號:1007-9599 (2010) 06-0000-01
Light-feel Smart Car Based on LM393
Gao Jiuchun,Wang Di,Yao Pei
(Southwest Transportation University,Chengdu611756,China)
Abstract:In this paper,hands to improve the capacity of the students designed and produced "National Undergraduate Electronic Design Contest,"the subject,and propose optimization.
Keywords:LM393 comparator;SCM
2003年大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競賽有一智能電動(dòng)車題目,以單片機(jī)為控制中心對小車進(jìn)行實(shí)時(shí)的控制,使其沿著跑道上的黑線行駛,實(shí)現(xiàn)鐵片檢測,紅外避障功能,在光源的指引下,尋光進(jìn)入車庫。實(shí)質(zhì)是設(shè)計(jì)制作一個(gè)架構(gòu)于模型車上的集光機(jī)電于一體的簡易智能控制系統(tǒng)。
對于該系統(tǒng),我們可以將其分為幾個(gè)子控制模塊,即單片機(jī)控制模塊,光電傳感器循跡模塊,鐵片檢測計(jì)數(shù)模塊,紅外避障模塊,尋光模塊,電機(jī)驅(qū)動(dòng)模塊和電源模塊。該設(shè)計(jì)中我們采用Atmel公司的AT89S52單片機(jī),通過光電發(fā)射接收對管,集成鐵片金屬傳感器,光敏二極管等對小車的位置和狀態(tài)進(jìn)行檢測,實(shí)現(xiàn)題目的要求。
經(jīng)過對部分參賽選手作品所選元器件,算法的分析和篩選,可總結(jié)以下幾點(diǎn):
一、選手大多采用ST178或ST188等紅外接收對管對路面的黑線進(jìn)行檢測,由于跑道底色是白色,中間有一條約1.5cm的黑帶,白黑對光的反射率不同,所以接收管在黑色和白色上會(huì)接收到不同強(qiáng)度的反射光,從而轉(zhuǎn)化成不同的電信號,將該信號進(jìn)行放大整形后輸入到單片機(jī),由單片機(jī)控制電機(jī)轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)向。一般采用兩個(gè)或三個(gè)接收對管就能滿足比賽的要求,但經(jīng)過實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn),如果只用兩三個(gè)傳感器在小車速度稍快時(shí)會(huì)有“出軌”的現(xiàn)象發(fā)生。對此,不妨參考飛思卡爾智能車的方案,多配置幾個(gè)紅外發(fā)射接收對管,確保小車不脫離跑道。
二、對于避障模塊,我們是用超聲波傳感器進(jìn)行檢測,實(shí)踐過程中發(fā)現(xiàn)市場上集成紅外線傳感器即光電開關(guān)穩(wěn)定性更好,電路更簡單,靈敏度更高。鐵片檢測也可以使用市售的金屬接近開關(guān),如LJ12A3-4-Z/BY。
三、相對來說尋光環(huán)節(jié)最易出現(xiàn)問題,其模塊設(shè)計(jì)也是有很多種,主流思路是通過ADC0809將模擬信號轉(zhuǎn)為數(shù)字信號處理。我們發(fā)現(xiàn)通過模數(shù)轉(zhuǎn)換后的信號仍然需要進(jìn)行比較后才能讓單片機(jī)發(fā)出相應(yīng)的控制信號,如果將光敏二極管反饋回的模擬信號直接進(jìn)行比較后產(chǎn)生的高低電平輸入到單片機(jī)可以更方便達(dá)到目的。對于比較器的選擇,我們選用LM393芯片,即尋光模塊的核心。
對于光信號采集,我們有較多選擇,如光敏二極管,光敏三極管等。光敏三極管反應(yīng)更靈敏,但價(jià)格稍高,我們采用光敏二極管在有無光照的情況下電阻大幅變化的特性來完成采集。我們可能會(huì)忽略了自然光對其的影響導(dǎo)致怎么調(diào)試都不能穩(wěn)定工作,如果給光敏二極管套上黑色的熱縮管,該情況便可得到改善。
我們采用將二極管和一定阻值的電阻串聯(lián)分壓的簡單電路,在有無光照的情況下輸出不同的電壓值到比較器進(jìn)行分析處理,稱其為輸入電壓。將輸入電壓輸入至比較器后,需要產(chǎn)生一個(gè)與之進(jìn)行比較的電壓,稱為基準(zhǔn)電壓。LM393是單電源設(shè)計(jì)的雙電壓比較器,有八個(gè)引腳,采用雙列直插式封裝的LM393P。其中8腳接電源正,4腳接電源負(fù),1腳2腳3腳分別為比較器A的輸出,反向輸入和正向輸入,5腳6腳7腳為比較器B的正向輸入,反向輸入和輸出。LM393P適用電壓范圍廣,也可用分離式電源,不受電源電壓值影響。LM393P的應(yīng)用范圍很廣,可用于構(gòu)建基本比較器電路,還可用LM393驅(qū)動(dòng)CMOS的電路驅(qū)動(dòng)和TTL的電路,低頻運(yùn)算放大器等。尋光模塊是基本比較器電路的簡單應(yīng)用,即如果其正向輸入電壓值比反向輸入的電壓值大,輸出VCC,正向輸入電壓值比反向輸入的電壓值小,輸出0。
雖然是基本比較器電路的應(yīng)用,但仍有多種構(gòu)架方案。而如何搭建電路決定于如何配置其正向反向輸入。我們將正向輸入定義為輸入電壓,通過電位器產(chǎn)生介入VCC與零之間的電壓,在調(diào)試前預(yù)先設(shè)置成2.5V即基準(zhǔn)電壓,在光敏二極管沒有感受到光的情況下,輸入電壓小于基準(zhǔn)電壓,比較器輸出為零。而一旦有二極管感受到光,輸入電壓高于2.5V,比較器輸出高電平。這個(gè)方案可以采用一個(gè)光敏二極管搭配一個(gè)比較器。為了保證任何時(shí)間位置都有二極管檢測到光信號,我們用五個(gè)光敏二極管分布呈180°的圓弧型進(jìn)行尋光,五個(gè)二極管中,無論哪個(gè)檢測到光信號都會(huì)通過比較器給單片機(jī)發(fā)出高電平,單片機(jī)經(jīng)過分析便可調(diào)整小車的轉(zhuǎn)向和速度。這種方案需要五個(gè)比較器,即三片LM393P。還有一方案,我們只要四個(gè)比較器即兩片393,讓五個(gè)二極管進(jìn)行兩兩比較。先將二極管和比較器從左至右依次排開標(biāo)號分別為1,2,3,4,5和a,b,c,d。設(shè)置中間的那個(gè)二極管即3的輸入為中間兩個(gè)比較器即b和c的基準(zhǔn)電壓,而2和3的輸入則為b和c輸入電壓,實(shí)質(zhì)即兩邊的和中間的比較,如果b和c都是低電平,則是3檢測到,b為高電平則2檢測到,c為高電平則4檢測到。同樣,我們再以2和4的輸入作為a和d基準(zhǔn)電壓,1和5的輸入作為a和d的輸入電壓。當(dāng)然a為高電平即1檢測到,d為高電平即5檢測到。故a,b,c,d分別對應(yīng)1,2,4,5檢測到光信號,當(dāng)a,b,c,d均為低電平是我們認(rèn)為是3檢測到。顯然,這種比較方案較先前的那種更易出現(xiàn)不定狀態(tài),就需要程序更好的判斷處理。實(shí)踐證明,在傳感器角度和程序算法均較合適的條件下,該方案還是相當(dāng)穩(wěn)定的。需注意的是393是集電極輸出,輸出端需要加一個(gè)上拉電阻,否則會(huì)沒有高電平輸出。
引言
ICE1QS01是英飛凌公司推出的一種輸出功率范圍從1W到300W，帶或不帶功率因數(shù)校正（PFC）的反激式變換器控制器。該控制器IC工作在準(zhǔn)諧振模式，典型應(yīng)用包括TV，VCR，DVD播放機(jī)，衛(wèi)星接收機(jī)和筆記本電腦適配器等。
為了在輕載下降低功率消耗，ICE1QS01隨著負(fù)載的減小，其開關(guān)頻率逐步數(shù)字式地降至20kHz的最低值。同時(shí)，隨頻率降低保持準(zhǔn)諧振模式。在從滿載到空載的整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)，能夠平穩(wěn)工作。當(dāng)工作頻率降低時(shí)，IC的數(shù)字抗抖動(dòng)電路可以消除過零信號的連續(xù)跳動(dòng)，尤其是可以避免電視機(jī)中因偏轉(zhuǎn)引起的負(fù)載連續(xù)變化產(chǎn)生的抖動(dòng)。為了減小功率MOSFET的開關(guān)應(yīng)力，功率晶體管總是在最低的電壓上接通。電壓調(diào)整既可利用內(nèi)部誤差放大器，也可利用外部光耦合器。由于采用新的初級調(diào)節(jié)方法，在變壓器控制繞組與控制輸入之間的外部整流電路，可用一個(gè)電壓分配器來取代。在待機(jī)模式下，IC自動(dòng)進(jìn)入突發(fā)模式，待機(jī)輸入功率遠(yuǎn)低于1W。保護(hù)功能包括Vcc過壓/欠壓鎖定，主線電壓欠壓關(guān)斷和電流限制等。ICE1QS01的啟動(dòng)電流僅約50μA，它是一種低功耗綠色SMPS芯片。
1 芯片的封裝與電路組成及其功能與工作原理
ICE1QS01采用P-DIP-8-4封裝，引腳排列如圖1所示。表1列出了各引腳的功能。
表1 引腳功能
引 腳
符 號
功 能 簡 述
1
N.C
未連接
2
PCS
初級電流模擬（simulation）輸入
3
RZI
調(diào)整與過零信號輸入
4
SRC
軟啟動(dòng)和調(diào)整電容器連接端
5
OFC
過電壓故障比較器輸入
6
GND
地
7
OUT
MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)器輸出
8
VCC
電源電壓施加端
ICE1QS01芯片主要由比較器，觸發(fā)器和數(shù)字處理電路組成，具體如圖2所示。
在圖2所示的電路中，左上角部分為折彎點(diǎn)（foldbackpoint）校正單元。該部分電路的功能是在MOSFET導(dǎo)通期間，從腳RZI流出一個(gè)電流，電流源CS4提供的0.5mA的電流被扣除，所得到的電流I4乘以0.2（即為I3），被饋送到IC的PCS腳，從而增加PCS腳外部電容的充電電壓斜率。當(dāng)AC線路電壓升高時(shí)，MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間縮短，最大輸出功率保持不變。主線電壓通過Vcc偏置繞組并經(jīng)連接在腳RZI上的一支電阻來檢測。
在腳RZI內(nèi)部，門限電平5V和4.4V的比較器用于初級調(diào)整，門限電平1V和50mV的比較器分別是振鈴抑制時(shí)間比較器和過零信號比較器。
在圖2的右上角是計(jì)數(shù)器、定時(shí)器和比較器組成的數(shù)字頻率降低電路以及反相輸入端為VRM=4.8V與VRH=4.4V并帶VRH鎖定的比較器和反相輸入端VRL=3.5V并帶VRL鎖定的比較器。
在圖2的中央是軟啟動(dòng)和通—斷（on－off）觸發(fā)器。軟啟動(dòng)觸發(fā)器通過通—斷觸發(fā)器的上升沿（并利用沿檢測器ED1）置位。通—斷觸發(fā)器通過反相輸入端15V的比較器（圖2左下方）置位。該比較器上面是20V的Vcc過電壓比較器，下面是14.5V和9V的欠電壓比較器。IC腳PCS內(nèi)部電阻R2連接一個(gè)開關(guān)，該開關(guān)由一個(gè)與門輸出控制，與門的輸入來自通—斷觸發(fā)器的輸出。在開關(guān)接通時(shí)，腳PCS外部電容放電到1.5V。當(dāng)進(jìn)入PCS腳的電流低于100μA時(shí)，在主線欠電壓比較器輸出產(chǎn)生一個(gè)低電平輸出信號。該輸出信號經(jīng)一個(gè)與門和或門電路置位脈沖鎖定觸發(fā)器，與門的另一個(gè)輸入是接通時(shí)間觸發(fā)器的反相輸出。
位于圖2中間下方的是突發(fā)觸發(fā)器和脈沖鎖定觸發(fā)器。突發(fā)觸發(fā)器由IC腳SRC內(nèi)的2V比較器輸出置位。突發(fā)觸發(fā)器的輸出，連接到脈沖鎖定觸發(fā)器的置位輸入。脈沖鎖定觸發(fā)器的輸出，影響接通時(shí)間觸發(fā)器的復(fù)位輸入。接通時(shí)間觸發(fā)器的輸出，連接到IC腳OUT內(nèi)的輸出緩沖器。脈沖鎖定觸發(fā)器也可由20V的過電壓比較器置位。
IC腳SRC內(nèi)部的電流源CS1為SRC腳外部電容器提供500μA的放電電流。與CS1并聯(lián)的電流源CS2，通過軟啟動(dòng)觸發(fā)器激活。CS2的電流通過50ms定時(shí)器控制逐步改變，以此為軟啟動(dòng)產(chǎn)生上升的調(diào)節(jié)電壓。
一個(gè)20kΩ的上控電阻R1下端在內(nèi)部連接到SRC腳，上端通過開關(guān)連接到5V的參考電壓。該開關(guān)由一個(gè)觸發(fā)器的輸出控制，該觸發(fā)器通過接通時(shí)間觸發(fā)器的輸出下降沿置位，以產(chǎn)生振鈴抑制時(shí)間。接通時(shí)間觸發(fā)器由過零信號經(jīng)過一個(gè)與門復(fù)位，該與門的另一個(gè)輸入是下部第二個(gè)觸發(fā)器的輸出。當(dāng)RZ1腳上的脈沖高度超過4.4V的門限時(shí)，第二個(gè)觸發(fā)器置位。
在圖2右上部的數(shù)字頻率減小電路中，4位加/減（UP/DOWN）計(jì)數(shù)器的寄存數(shù)決定變壓器退磁后的過零信號數(shù)。過零信號計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)輸入過零信號，并由一個(gè)比較器檢測和放大。只要過零計(jì)數(shù)器存儲(chǔ)數(shù)與加/減計(jì)數(shù)器存儲(chǔ)數(shù)相等，比較器就發(fā)送一個(gè)輸出信號至接通時(shí)間觸發(fā)器，從而使功率MOSFET導(dǎo)通。為避免抖動(dòng)，加/減計(jì)數(shù)器的存儲(chǔ)數(shù)僅在50ms定時(shí)器確定的每個(gè)50ms周期之后加1或減1改變，這種變化取于VRH和VRL鎖存狀態(tài)。如果兩個(gè)鎖存處于低態(tài)，計(jì)數(shù)器增加1。如果僅VRL鎖定置位，加/減計(jì)數(shù)器仍不變化。如果VRL和VRH被置位于高電平，加/減計(jì)數(shù)器減少1。在此之后VRH與VRL鎖定被復(fù)位。在接下來的50ms內(nèi)，VRH與VRL鎖存將再次置位。當(dāng)IC腳SRC上電壓VSRC<3.5V時(shí)，VRL鎖定置位，加/減計(jì)數(shù)器加1；當(dāng)VSRC>4.4V時(shí)，VRH鎖定置位，加/減計(jì)數(shù)器減1。在一個(gè)大的負(fù)載跳躍這后，為能迅速調(diào)節(jié)到最大的功率電平上，只要VSRC>4.8V時(shí)，加/減計(jì)數(shù)器被置位到1（0001）。
圖2
2 應(yīng)用與設(shè)計(jì)
2.1 應(yīng)用實(shí)例與電路簡析
圖3是由ICE1QS01作控制器的200W高端電視機(jī)SMPS電路。該電路輸入AC90～264V，4路輸出電壓/電流分別為135V/0.75A，30V/1.2A，15V/0.5A和7V/1.2A。
連接于橋式整流器輸出與大容量濾波電容C07之間線路上的電感器L08，二極管D08以及在D08正極與功率開關(guān)S01漏極之間的電容C08，組成PFC電荷泵電路。其作用是與輸入端EMI濾波器一起，可在橋式整流器輸入端產(chǎn)生正弦波電流。ICE1QS01內(nèi)集成低功率待機(jī)突發(fā)模式電路，可使待機(jī)輸入功率低于1W。在負(fù)載減小時(shí)，利用集成數(shù)字處理電路能使開關(guān)頻率逐步降低，并不產(chǎn)生任何抖動(dòng)。當(dāng)待機(jī)開關(guān)S1斷開時(shí)，參考二極管D60導(dǎo)通，輸出電壓V2調(diào)節(jié)值由齊納二極管D61確定。當(dāng)ICE1QS01腳4上的VSRC低于2V時(shí)，集成在芯片上的突發(fā)模式電路啟動(dòng)。在激活內(nèi)部突發(fā)模式比較器后，柵極驅(qū)動(dòng)輸出（OUT）切換到低電平，Vcc關(guān)閉門限由正常模式下的9V增加到14.5V。在突發(fā)模式期間，MOSFET導(dǎo)通時(shí)間至少為其最大導(dǎo)通時(shí)間的1/7。在突發(fā)之間的中斷時(shí)間（tbreake）縮短，輸出紋波通過跨越在AC主線輸入與二極管D26和D27接點(diǎn)之間的電容C21的一個(gè)附加充電電流而降低。
二極管D62為正常模式與待機(jī)突發(fā)模式之間的過渡狀態(tài)而加入。當(dāng)待機(jī)開關(guān)S1閉合但輸出V2已經(jīng)無載時(shí)，加入D62可保證在突發(fā)模式下的正常周期。當(dāng)V2變低時(shí)，參考二極管D60被關(guān)斷。
ICE1QS01腳3外部電阻R38和R29充當(dāng)變壓器脈沖的分壓器，腳3上的脈沖幅度約為4V。電容C29用作減小變壓器過沖。其腳2與DC干線電壓之間的電阻R22決定欠電壓鎖定門限。R22與電容C22相結(jié)合，可固定最大可能輸出功率。
圖3
2.2 主要元件選擇
2.2.1 變壓器設(shè)計(jì)要點(diǎn)
在圖3所示的應(yīng)用電路中，變壓器T1的參量已基本標(biāo)明。在此僅簡要敘述變壓器的計(jì)算公式。
首先，必須計(jì)算SMPS最大輸入功率。若SMPS最大輸出功率為Pout(max)，效率為η（通常取80％），最大輸入功率Pin(max)為
Pin(max)=Pout(max)/η （1）
在最低AC線路電壓VAC(min)下，SMPS初級平滑電容器（如圖3中的C07）上的DC電壓VDC(min)為
式中：Fhum=0.9，為初級電容器上100Hz電壓紋波系數(shù)；
VAC(min)在通用寬范圍AC供電線路下，通常為85V或90V。
在最高AC線路電壓VAC(max)（如264V）下，初級電容器上的最高DC電壓VDC(max)為
式中：Fcp為在初級電容器上的過電壓因數(shù)，當(dāng)SMPS不帶PFC時(shí)，F(xiàn)cp=1；若SMPS帶PFC，F(xiàn)cp=1.1。
通過初級繞組的最大平均電流IP(max)可由式（4）計(jì)算。
IP(max)=Pin(max)/VDC(min) （4）
變壓器初級繞組匝數(shù)Np的計(jì)算公式為
式中：Vd(max)=600V，為MOSFET允許最高漏極電壓；
Bmax=300mT，為變壓器磁芯最大允許磁通密度；
Fos為初級繞組過沖因數(shù)，當(dāng)不帶PFC時(shí)，F(xiàn)os=1.3，當(dāng)帶PFC時(shí)，F(xiàn)os=1.8；
磁芯有效截面積Ae和參量AL，可以從根據(jù)Pin(max)選擇的變壓器提供的數(shù)據(jù)中查得。
每匝次級電壓Vts為
Vts=[Vd(max)-Vdc(max)]/NpFos （6）
MOSFET的最大漏極電流Id(max)為
MOSFET最大導(dǎo)通時(shí)間ton(max)和最大截止時(shí)間toff(max)分別可用式（8）和式（9）計(jì)算。
SMPS最低自由振蕩（freerunnign）頻率為
如果SMPS最低頻率fmin<20kHz，即進(jìn)入可聞音頻范圍，應(yīng)根據(jù)式（5）重新計(jì)算，Bmax取一個(gè)較低的值。
2.2.2 ICE1QS01各引腳外部主要元件的選擇考慮
對于圖3所示的應(yīng)用電路，IC1（ICE1QS01）各引腳外部主要元件的選取依據(jù)如下。
1）IC1腳2（PCS）上的電阻R22與電容C22
當(dāng)流入腳2的電流低于100μA時(shí)，內(nèi)部主線欠壓保護(hù)電路啟動(dòng)。在電容C07上的最低DC電壓VDC(min)根據(jù)式（2）取114V，于是R22=1.14MΩ，可取1MΩ標(biāo)準(zhǔn)電阻。
當(dāng)R22選定之后，電容C22可根據(jù)式（11）計(jì)算。
C22=VDC(min)ton(max)/(R22×3.5V)（11）
2）腳3（RZ1）外部電阻R38，R29與電容C29
R38的計(jì)算公式為
R38=VDC(min)Nr/(Np×0.5mA)（12）
式中：Nr為變壓器（T1）調(diào)節(jié)繞組匝數(shù)。
當(dāng)選取VDC(min)=114V，Nr=7匝和Np=
28匝時(shí)，R38=57kΩ，可?取56kΩ標(biāo)準(zhǔn)電阻。
R29與R38組成調(diào)整繞組感應(yīng)電壓的分壓器。調(diào)整繞組感應(yīng)電壓（正值）為15V，考慮到初級和次級調(diào)節(jié)，R29可根據(jù)式（13）和式（14）確定。
R29=R38/〔(15V/5V)－1〕（13）
R29=R38/〔(15V/4V)－1〕（14）
在R38=56kΩ下，R29取值范圍為20～28kΩ。
電容C29的計(jì)算公式為
C29=1000ns/R38（15）
據(jù)此，C29可選擇22PF的陶瓷電容器。適當(dāng)選擇C29可在腳3得到令人滿意的電壓波形，保證MOSFET在最小的漏極電壓上導(dǎo)通。
3）腳4（SRC）上接地電容C28
接電容影響調(diào)整尤其是初級調(diào)整的速度，但不影響軟啟動(dòng)速度（原因是內(nèi)部數(shù)字軟啟動(dòng)電路被激活）。C28通常選取1．5～10nF的容值。
4）腳7（OUT）外部MOSFET柵極電阻R35
選擇R35=33～100Ω，在MOSFET功率耗散與射頻噪聲（EMI）之間提供較理想的折衷方案。
5）腳8（VCC）外部阻容元件
電容C26容量選取33μF（25V）即可。若C26過大，啟動(dòng)時(shí)間過長，并且突發(fā)頻率較低。
C27充當(dāng)射頻濾波電容，可選取C27=100nF。
電阻R26可用于增加突發(fā)頻率，取值范圍為0～50Ω。R37充當(dāng)射頻濾波元件并對Vcc起穩(wěn)定作用，取值范圍為0～100Ω。
ICE1QS01腳5（OFC）不用接地。
關(guān)鍵詞：上電復(fù)位；帶隙基準(zhǔn)；溫度系數(shù)；運(yùn)算跨導(dǎo)放大器；激光調(diào)整
中圖分類號：TP368.1文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：B
文章編號：1004 373X(2009)02 012 04
Design of Power－on Reset Chip with High Reliability
WANG Hanxiang,LI Fuhua,XIE Weiguo
(Electronics and Information Engineering,Soochow University,Suzhou,215021,China)
Abstract：Based on problem of the conditional Power－on Reset(PoR) is easy to fail when powering on again,a comparator structure is proposed,which is implemented by bandgap reference,resistance network and logic block.Reset timeout delay block is added to make it much more reliable.The function simulation by Hspice using 0.6 μmCdouble poly－N well CMOS process shows that when the circuit working under the supply voltage of 3.3 V,the threshold of supply voltage is 3.08 V and the reset timeout delay is set to 100 ms.The results demonstrate that the design can supply a stable and reliable PoR signal and be used to monitor power supplies in computers,microprocessors and portable equipment.
Keywords：power－on reset;bandgap;temperature coefficient;OTA;laser trimming
0 引 言
現(xiàn)代科技領(lǐng)域?qū)﹄娮赢a(chǎn)品性能的要求越來越高，微處理器系統(tǒng)的穩(wěn)定性和抗干擾能力是電子工程師面臨的一大難題，電源監(jiān)控技術(shù)就是解決這一難題的有效手段之一。上電時(shí)上電復(fù)位（Pow－on Reset,PoR）電路對數(shù)字電路中移位寄存器、D觸發(fā)器和計(jì)數(shù)器、模擬電路中的振蕩器、比較器等單元電路進(jìn)行復(fù)位，保證電路在上電過程能正確啟動(dòng)［1,2］。上電復(fù)位信號在電源電壓上升過程中一直保持低電平（有效復(fù)位電平），直到電源電壓穩(wěn)定達(dá)到系統(tǒng)規(guī)定的正常工作電壓后轉(zhuǎn)變?yōu)楦唠娖健?/p>
傳統(tǒng)上電復(fù)位電路是利用電容上的電壓不能突變，通過RC充電來實(shí)現(xiàn)。盡管 “充電箝位”電路可以改善上電沒有器件限制電容C充電的問題，但這種結(jié)構(gòu)在二次上電時(shí)仍有可能出現(xiàn)失效［3］。在此基于比較器型復(fù)位電路［3］，設(shè)計(jì)了高精度的帶隙基準(zhǔn)、比較器、用于門限設(shè)置及檢測的內(nèi)部電阻網(wǎng)絡(luò)和復(fù)位延時(shí)電路，有效解決二次上電失效，具有高可靠性。
1 電路設(shè)計(jì)與分析
1.1 上電復(fù)位電路的結(jié)構(gòu)和原理
為了解決傳統(tǒng)上電復(fù)位電路的二次上電可能出現(xiàn)錯(cuò)誤的問題，這里基于比較器結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)了精準(zhǔn)的帶隙基準(zhǔn)作為比較基準(zhǔn)，其中電阻網(wǎng)絡(luò)用于設(shè)置和檢測電壓，采用延時(shí)電路減小電壓紋波的影響，提高了復(fù)位信號的可靠性，結(jié)構(gòu)如圖1所示。在上電過程中，reset一直保持低電平，當(dāng)電源電壓達(dá)到預(yù)設(shè)的閾值電壓后，采樣電壓高于基準(zhǔn)電壓Vref，比較器輸出狀態(tài)改變，邏輯電路控制時(shí)鐘電路產(chǎn)生延時(shí)，100 ms后reset變?yōu)楦唠娖剑瓿蓮?fù)位。
圖1 POR的系統(tǒng)框圖
1.2 偏置電路
精確的偏置電流是整個(gè)電路準(zhǔn)確運(yùn)行的基礎(chǔ)，因此設(shè)計(jì)一種與電源電壓無關(guān)的偏置電流I ［4］，如圖2所示，其中：
ИW1L1=KW2L2,W4L4=W3L3
VGS2－VGS1=IR1
I=12?μCOXW1L1(VGS1－Vth1)2
I=12?μCOXW2L2(VGS2－Vth2)2И
忽略體效應(yīng)，聯(lián)解上式得：
ИI=2μCOXW2/L2?1R21(1－1K)2И
由上式可知偏置電流與電源電壓無關(guān)，但電阻具有溫度系數(shù)，為了減小偏置電路的溫度系數(shù),電阻由正負(fù)溫度系數(shù)的電阻按比例串聯(lián)組成。poly2電阻為負(fù)溫度系數(shù)，而N阱電阻為正溫度系數(shù)，兩者結(jié)合可以實(shí)現(xiàn)零溫度系數(shù)。
圖2 偏置電路
圖2中M5~M7組成啟動(dòng)電路，克服自偏置電路的零偏置點(diǎn)。NB，PB為偏置電流的鏡像電流，為帶隙基準(zhǔn)、比較器電路和時(shí)鐘電路提供偏置。
1.3 帶隙基準(zhǔn)電路
作為比較器的比較基準(zhǔn)，其高穩(wěn)定性是比較結(jié)果準(zhǔn)確性的關(guān)鍵，因此設(shè)計(jì)了一種低溫度系數(shù)與電源電壓無關(guān)的帶隙基準(zhǔn)［5－9］。帶隙基準(zhǔn)由電源電壓產(chǎn)生穩(wěn)定精確的Vref，能克服電源電壓的波動(dòng)、溫度的變化以及工藝誤差等影響，輸出穩(wěn)定的參考電壓。利用Veb和VT的溫度特性來進(jìn)行溫度補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)零溫度系數(shù)。
圖3為帶隙基準(zhǔn)電路結(jié)構(gòu)圖，A，B點(diǎn)為運(yùn)放的兩個(gè)輸入端，運(yùn)放閉環(huán)，A，B兩點(diǎn)等電位。
ИI2=ΔVeb/R1
Vref=Veb2+I2(R1+R2)
ΔVeb=VTln(mn)
Vref=Veb2+VTln(mn)(R1+R2)/R1И
式中，m為R2與R3的比值；n為Q2 與Q1 的比值；Veb為負(fù)溫度系數(shù)；VT為正溫度系數(shù)。所以選擇合適的電阻比值和晶體管的面積比值，可以使輸出參考電壓獲得最小的溫度系數(shù)，當(dāng)然電阻本身同樣具有溫度系數(shù)，但電阻以比值出現(xiàn)，可以忽略其影響。M1~M10構(gòu)成運(yùn)算跨導(dǎo)放大器［10］,C1為運(yùn)放的相位補(bǔ)償，保證60°的相位裕度。
圖3 帶隙基準(zhǔn)
1.4 比較器電路
比較器電路用于監(jiān)測電源電壓變化，能比較的電平越低越好，即具有較高的靈敏度。因此采用經(jīng)典的二級比較器［11］，它具有很高的開環(huán)增益，高于60 dB。合理設(shè)置差分輸入管M1，M2和電流鏡負(fù)載M3，M4的尺寸，保證了比較器低的失調(diào)電壓。選擇合適的尾電流大小，能提高壓擺率，優(yōu)化比較器的響應(yīng)速度。其高增益、低失調(diào)、快速度特性保證了比較器準(zhǔn)確對電源電壓的監(jiān)控。圖4中M1~M5為第一級；M6，M7為第二級；I1，I2為2個(gè)緩沖級。
圖4 比較器
1.5 時(shí)鐘電路
為了增加復(fù)位信號的可靠性，這里增加了復(fù)位延時(shí)。其主要由振蕩器和分頻器組成，如圖5所示。M1~M7和C1構(gòu)成振蕩器，EN為使能信號。EN為低電平時(shí)，振蕩器開始工作，M5導(dǎo)通，M3，M4組成的電流源通過M5對電容C1充電；當(dāng)電容上的電壓上升到施密特觸發(fā)器的V+時(shí)，施密特觸發(fā)器反相，M6導(dǎo)通，電容通過M1，M2構(gòu)成的電流沉放電；當(dāng)電容上的電壓下降到施密特觸發(fā)器的V_時(shí)，密特觸發(fā)器反相，M5導(dǎo)通，這樣周而復(fù)始，產(chǎn)生時(shí)鐘信號。
圖5 時(shí)鐘電路
t淶紿=C1(V+－V－)/I淶紿，
t諾紿=C1(V+－V－)/I諾紿，T=t淶紿+t諾紿
分頻器的作用是產(chǎn)生一定的延時(shí)來觸發(fā)復(fù)位信號，增加復(fù)位信號的可靠性。其主要由一串D觸發(fā)器構(gòu)成的二分頻電路構(gòu)成，NЪ抖分頻構(gòu)成的延時(shí)為：
Иt┭郵豹=2N2T=2N-1TИ
1.6 采樣電路
采樣電路由電阻網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)，主要用于采集電源的變化。圖1中的R1和R2構(gòu)成采樣電路，VCC_th為電源電壓的門限電壓，則：
ИVCC_det=VCCR2/(R1+R2)И
臨界點(diǎn)為：
ИVCC=VCC_th,VCC_det=VrefИ
因此：
ИR2/R1=Vref/(VCC_th－Vref)И
靜態(tài)電流為：
ИIq=VCCR1+R2И
考慮到靜態(tài)電流，要求采樣電阻阻值較大，一般2個(gè)采樣電阻（即R1，R2）需大于100 kΩ。用較小的等阻值的電阻串聯(lián)來提高精度，所以在版圖中設(shè)計(jì)一些被短接的預(yù)留電阻，并通過激光調(diào)整的方法或修改頂層金屬連線來調(diào)節(jié)電阻。電阻的高精度和良好的匹
配性保證了被采集電源信號的準(zhǔn)確性。
2 電路仿真
利用0.6 μm的CMOS工藝模型和HSpice仿真器，對設(shè)計(jì)的PoR進(jìn)行仿真和優(yōu)化。以下為仿真的主要結(jié)果。
帶隙基準(zhǔn)的正常啟動(dòng)和精確性對PoR的準(zhǔn)確工作至關(guān)重要。圖6是對帶隙基準(zhǔn)啟動(dòng)過程的仿真，圖中可見當(dāng)電源上電過程中，帶隙基準(zhǔn)電路正常啟動(dòng)；圖7是Vref隨電源電壓VCC的變化特性，由圖可知，在電源電壓VCC變化范圍內(nèi)(2.0~3.3 V),Vref僅有2.5 mV的變化。
圖6 帶隙基準(zhǔn)的啟動(dòng)
圖7 Vref隨電源電壓VCC的變化特性
圖8是對上電復(fù)位電路的上電、掉電和二次上電的仿真，圖中可以看出電源緩慢上電， reset一直保持低電平，當(dāng)超過3.08 V后振蕩器開始工作，經(jīng)過8個(gè)振蕩周期reset變?yōu)楦唠娖健?/p>
圖8 POR上電、掉電、二次上電的仿真
電源電壓掉電低于3.08 V，reset變?yōu)榈碗娖剑俅紊仙_(dá)到電源閾值電壓8個(gè)振蕩周期后reset又變?yōu)楦唠娖健７抡娼Y(jié)果表明PoR具有高可靠性。為了減少仿真時(shí)間，本圖仿真采用的是16分頻器，而不是實(shí)際的100 ms延時(shí)。
3 版圖設(shè)計(jì)
作為設(shè)計(jì)與制造的紐帶，版圖的地位至關(guān)重要，模擬集成電路的性能很大程度受版圖因素的影響［12］。以下為版圖設(shè)計(jì)中的一些注意點(diǎn)：
（1） 該帶隙基準(zhǔn)PNP管的面積比是8∶1，做成3∶3∶3的結(jié)構(gòu)，將面積為1的管子置于中心，保證匹配性；
（2） 該設(shè)計(jì)與電阻密切相關(guān)，電阻的失配會(huì)產(chǎn)生誤差，將電阻做成叉指相間的形式，盡量減小電阻的不匹配；
（3） 運(yùn)放的差動(dòng)輸入對的失配會(huì)產(chǎn)生失配影響電路性能，將差動(dòng)對做成十字交叉形式，保證其對稱性；
（4） 偏置電流要相對對稱，減小失配引入的誤差；
（5） 參考電壓要遠(yuǎn)離跳變電壓，總體布局時(shí)考慮到應(yīng)力因素，將匹配性要求高的電路盡量置于應(yīng)力較小處。
4 結(jié) 語
設(shè)計(jì)了一種由精確的帶隙基準(zhǔn)比較器，用于門限設(shè)置和檢測的內(nèi)部電阻網(wǎng)絡(luò)等組成的上電復(fù)位，具有復(fù)位延時(shí)，可以準(zhǔn)確可靠提供復(fù)位信號，還具有良好的性能，可廣泛用于處電腦、微控制器以及各種便攜式電子產(chǎn)品中，實(shí)現(xiàn)對系統(tǒng)電壓、電源電壓和電池的監(jiān)控。
參考文獻(xiàn)
［1］高明倫，張紅，莉徐諾.一種基于比較器的新型片內(nèi)上電復(fù)位電路的實(shí)現(xiàn)［J］.中國集成電路,2004(8):31－35.
［2］李桂宏，謝世健.集成電路設(shè)計(jì)寶典［M］ 北京：電子工業(yè)出版社，2006.
［3］魯斌，胡永華，王曉蕾.基于系統(tǒng)監(jiān)控的片內(nèi)上電復(fù)位電路的實(shí)現(xiàn)［J］.中國集成電路,2006,15(2):58－62.
［4］［美］畢查德?拉扎維.模擬CMOS集成電路設(shè)計(jì)［M］.陳貴燦,譯.西安：西安交通大學(xué)出版社，2003.
［5］ 史侃俊,許維勝,余有靈.CMOS帶隙基準(zhǔn)電壓源中的曲率校正方法［J］.現(xiàn)代電子技術(shù),2006,29(5):113－116.
［6］劉紅霞.一種低電壓低功耗帶隙基準(zhǔn)電壓源的設(shè)計(jì)［J］.現(xiàn)代電子技術(shù),2005,28(24):10－11.
［7］陳碧，羅嵐，周帥林.一種低溫漂CMOS帶隙基準(zhǔn)電壓源的設(shè)計(jì)［J］.電子器件，2004，27（1）：79－82.
［8］劉韜，徐志偉.一種高電源抑制比CMOS能隙基準(zhǔn)電壓源［J］.微電子學(xué)，1999，29（2）：128－131.
［9］王彥，韓益鋒.一種高精度CMOS帶隙基準(zhǔn)源［J］.微電子學(xué)，2000，33（3）：255－261.
［10］Jacob Baker R.CMOS 電路設(shè)計(jì)?布局與仿真［M］.陳中建,譯.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2006.
［11］Allen P E,Holberg D R.CMOS Analog Circuit Design ［M］.2nd Edition.北京：電子工業(yè)出版社，2002.
---鎖相環(huán)路誕生于20世紀(jì)30年代。近年來，鎖相技術(shù)在通信、航天、測量、電視、原子能、電機(jī)控制等領(lǐng)域，能夠高性能地完成信號的提取、信號的跟蹤與同步，模擬和數(shù)字通信的調(diào)制與解調(diào)、頻率合成、濾波等功能，已經(jīng)成為電子設(shè)備中常用的基本部件之一。為了便于調(diào)整，降低成本和提高可靠性，目前已有多種不同性能的集成鎖相環(huán)電路，主要分為模擬和數(shù)字兩種。
---數(shù)字鎖相芯片4046結(jié)構(gòu)簡單，接線方便，功能擴(kuò)展容易，在音頻發(fā)生器設(shè)計(jì)、鑒相、頻率合成、壓頻轉(zhuǎn)換等方面獲得廣泛應(yīng)用。本文利用4046的鎖相和壓控振蕩原理，結(jié)合計(jì)數(shù)器的分頻功能，并通過計(jì)數(shù)和譯碼顯示測量不同汽缸汽車的轉(zhuǎn)速。 2 數(shù)字鎖相環(huán)4046的功能及在本設(shè)計(jì)中的應(yīng)用
2.1 數(shù)字鎖相環(huán)4046功能簡介
---數(shù)字鎖相環(huán)4046包含兩個(gè)相位比較器，一個(gè)壓控振蕩器（VCO），一個(gè)源極跟隨器和齊納二極管。比較器有兩個(gè)共用信號輸入端，一個(gè)是輸入信號端，一個(gè)是比較信號輸入端，對于大幅值信號，可直接耦合到比較器輸入端，對于小幅值信號，可通過電容耦合到放大器上，再送給信號輸入端。
---相位比較器1是一個(gè)或門，產(chǎn)生相位差信號（相位比較器1輸出），并在壓控振蕩器的輸出信號中心頻率處保持90°相移不變。只要輸入信號和比較信號（占空比都為50%）的相位差保持恒定，壓控振蕩器輸出信號的中心頻率就跟蹤輸入信號的頻率，這也是鎖相環(huán)鎖相的本質(zhì)。
---相位比較器2是邊緣觸發(fā)的數(shù)字存儲(chǔ)網(wǎng)絡(luò)，產(chǎn)生相位差信號（相位比較器2輸出）和鎖定信號（相位脈沖輸出），并在壓控振蕩器的輸出信號中心頻率處保持0°相移不變。只要輸入信號和比較信號（與占空比無關(guān)）的相位差保持恒定，壓控振蕩器輸出信號的中心頻率就跟蹤輸入信號的頻率。
---壓控振蕩器（VCO）產(chǎn)生的信號從VCO OUT 輸出，振蕩頻率由壓控振蕩器輸入信號（VCO IN）和6、7管腳間的電容和11、12管腳上接的電阻共同確定，當(dāng)外圍參數(shù)確定后，振蕩頻率的大小與壓控振蕩器輸入信號成線性關(guān)系。
---源極跟隨器通過外接10kΩ以上的電阻接地。當(dāng)INHIBIT 輸入端信號為高電平時(shí)，就會(huì)屏蔽壓控振蕩器和源極跟隨器來減小功耗。齊納二極管主要起穩(wěn)壓作用。
---4046有以下主要特點(diǎn)：
---(1) 較寬的電源電壓范圍（3.0～18V）；
---(2) 低功耗（70μA）；
---(3) 振蕩頻率高且穩(wěn)定（1.3MHz）；
---(4) 頻率溫度漂移小；
---(5) VCO輸出線性好（<1%）。
2.1 數(shù)字鎖相環(huán)4046在本設(shè)計(jì)中的應(yīng)用
---本設(shè)計(jì)中，傳感器采集汽車打火系統(tǒng)中的電火花信號，此信號經(jīng)過限幅、濾波、穩(wěn)壓，送給電壓比較器的同相輸入端，與反相輸入端的恒定電壓值進(jìn)行比較，輸出信號為矩形脈沖，高電平為運(yùn)算放大器的電源電壓值。經(jīng)過處理后的信號送給數(shù)字鎖相環(huán)4046的輸入信號端口，采用4046的第二相位比較器，當(dāng)輸出信號（4管腳）的相位與輸入信號的相位差恒定時(shí)，輸出信號頻率為輸入信號頻率的整數(shù)倍。頻率大小取決于相位比較器的輸出信號經(jīng)低通濾波處理后的電壓和6、7管腳間的電容和11、12管腳上外接的電阻的大小。
3 測量汽車轉(zhuǎn)速的設(shè)計(jì)電路實(shí)現(xiàn)
---對于4缸、6缸和8缸汽車發(fā)動(dòng)機(jī)，為了得到統(tǒng)一的轉(zhuǎn)速計(jì)算公式，需要對4046的輸出信號進(jìn)行不同的分頻。對于4缸汽車發(fā)動(dòng)機(jī)來說，4046的輸出信號要經(jīng)過6分頻，對于6缸汽車發(fā)動(dòng)機(jī)來說，4046的輸出信號要經(jīng)過4分頻，對于8缸汽車發(fā)動(dòng)機(jī)來說，4046的輸出信號要經(jīng)過3分頻。而計(jì)數(shù)器具有分頻功能，本設(shè)計(jì)中選用具有可變計(jì)數(shù)器功能的CMOS芯片4018。只要把4018芯片的6管腳接到1管腳DATA端，就構(gòu)成6進(jìn)制計(jì)數(shù)器，對輸入時(shí)鐘信號進(jìn)行6分頻；只要把4018芯片的4管腳接到1管腳DATA端，就構(gòu)成四進(jìn)制計(jì)數(shù)器，對輸入時(shí)鐘信號進(jìn)行4分頻；把第4和第5管腳經(jīng)相與后再接到1管腳DATA端，就構(gòu)成三進(jìn)制計(jì)數(shù)器，對輸入時(shí)鐘信號進(jìn)行3分頻；采用一個(gè)多路開關(guān)就可實(shí)現(xiàn)對不同汽缸汽車的轉(zhuǎn)速測量。
---4046的輸出信號經(jīng)計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)，數(shù)據(jù)鎖存后，送給譯碼電路，譯碼輸出驅(qū)動(dòng)共陰極發(fā)光二極管，直接顯示測量結(jié)果。
---整個(gè)測量系統(tǒng)可用以下原理框圖表示。
4 關(guān)鍵設(shè)計(jì)環(huán)節(jié)的仿真
---本設(shè)計(jì)的關(guān)鍵環(huán)節(jié)是數(shù)字鎖相環(huán)4046的鎖相和壓控振蕩功能以及可變計(jì)數(shù)器4018的分頻功能。電路設(shè)計(jì)與制版軟件Protel 99內(nèi)含一個(gè)功能強(qiáng)大的模/數(shù)混合信號仿真器，可進(jìn)行瞬態(tài)分析， 顯示電路節(jié)點(diǎn)的波形，從而驗(yàn)證設(shè)計(jì)的可行性。可利用此軟件的仿真功能來分析4018和4046的功能以及在本設(shè)計(jì)中的應(yīng)用。
4.1 4018的分頻功能仿真
4.1.1 6分頻的實(shí)現(xiàn)
---由以上分析可知道，只要把4018的6管腳輸出接到1管腳DATA端，4018就成為六進(jìn)制計(jì)數(shù)器，電路連接如圖3所示。
---仿真時(shí)，在4018的時(shí)鐘CLK端加上頻率為1MHz的方波信號，觀察輸入信號Ui和輸出信號Uo，波形圖如圖4所示，用軟件所帶測量光標(biāo)測量兩個(gè)信號的頻率，Ui的頻率恰為Uo的頻率的6倍，用4018成功地實(shí)現(xiàn)了輸入信號的6分頻。
4.1.2 4分頻與3分頻的實(shí)現(xiàn)
---只要把4018芯片的4管腳接到1管腳DATA端，就可對輸入時(shí)鐘信號進(jìn)行4分頻，把第4和第5管腳相與后再接到1管腳DATA端，就可對輸入時(shí)鐘信號進(jìn)行3分頻，相應(yīng)的電路連接圖和仿真波形不再贅述。
4.2 4046的鎖相功能和壓控振蕩功能仿真
4.2.1 4046的鎖相功能仿真
---4046內(nèi)部有兩個(gè)相位比較器，本設(shè)計(jì)中使用相位比較器2，把信號輸入端（14管腳）的信號與比較輸入端（3管腳）的信號進(jìn)行相位比較，將相位差轉(zhuǎn)化為脈沖信號輸出，此信號經(jīng)過低通濾波器濾波，作為壓控振蕩器的輸入信號，只要14管腳和3管腳的信號相位差恒定，壓控振蕩器的輸入信號就為定值，壓控振蕩器的輸出信號頻率就為14管腳信號頻率的倍數(shù)。實(shí)際電路連接圖如圖5所示。
---圖5中，經(jīng)傳感器采集并預(yù)處理過的信號從信號輸入端（14管腳）輸入，壓控振蕩器的輸出信號（4管腳）經(jīng)4018分頻后反饋至比較信號輸入端（3管腳），鑒相后的信號從相位比較器2（13管腳）輸出，此信號經(jīng)低通濾波處理后送給壓控振蕩器輸入端（9管腳），輸出信號頻率由壓控振蕩器輸入信號和6、7管腳間的電容C1和11、12管腳上的電阻R1、R2決定。
---對4046的鎖相功能進(jìn)行仿真時(shí)，從14管腳輸入頻率為60Hz，高電平為電源電壓（10V），占空比為1/4的矩形波信號，從3管腳輸入頻率為60Hz，高電平為電源電壓（10V），占空比為1/2的矩形波信號，二者的相位差是恒定的，從相位比較器2輸出的信號濾波后成為直流信號，送給壓控振蕩器輸入端，相應(yīng)的仿真波形圖如圖6所示。
---由上圖可以看出，當(dāng)輸入信號和比較信號的相位差保持恒定時(shí)，鑒相后的信號經(jīng)低通濾波處理后為直流信號，此信號控制壓控振蕩器的輸出信號頻率。
4.2.2 4046的壓控振蕩功能仿真
---當(dāng)外圍參數(shù)確定后，4046的壓控振蕩器輸出信號頻率取決于VCO IN端的直流信號大小。通過設(shè)置不同的輸入直流信號電壓，觀察輸出信號波形。所采用的電路連接圖如圖7所示。
---分別給VCO IN端加上1.0～7.0V的直流電壓，觀察VCO OUT端的輸出信號波形，所得波形圖如圖8所示。
---通過測量光標(biāo)測量各輸出信號的周期，再轉(zhuǎn)換成頻率，所得波形頻率與輸入直流電壓的關(guān)系如表1所示。
---通過以上波形顯示和測量數(shù)據(jù)可以得出以下結(jié)論，壓控振蕩器的輸出信號頻率與輸入電壓具有很好的線性關(guān)系，輸出信號頻率超出音頻范圍。
【關(guān)鍵詞】Logidyn D；供電電源；基準(zhǔn)電壓
1.引言
衡鋼89分廠連軋機(jī)、張減機(jī)核心傳動(dòng)均采用Logidyn D控制，然而在使用中多次因Logidyn D供電電源不穩(wěn)定，造成熱軋線全線停機(jī)，有時(shí)甚至造成直流傳動(dòng)系統(tǒng)Logidyn D的TCU、DCS、通訊板等核心部件全部燒毀，直接經(jīng)濟(jì)損失達(dá)100多萬元。為防止此類事故再次發(fā)生，我們對Logidyn D的供電電源設(shè)計(jì)制作了一套保護(hù)系統(tǒng)。
2.系統(tǒng)分析設(shè)計(jì)
Logidyn D對供電電源的穩(wěn)定性要求相當(dāng)高，正常工作電壓為5V,允許波動(dòng)的范圍為4.8V-6V，當(dāng)超出正常工作電壓的20%(6V)時(shí)會(huì)燒壞所有TCU、通訊板等；低于4.8V時(shí)會(huì)造成Logidyn D工作不穩(wěn)定。
針對以上情況，為保護(hù)Logidyn D核心部件，我們設(shè)計(jì)了一套Logidyn D電源的保護(hù)系統(tǒng)，以防止5V電壓的突然升高而損壞Logidyn D的核心部件。
3.系統(tǒng)工作原理
3.1 系統(tǒng)構(gòu)成方框圖與原理圖
3.2 系統(tǒng)工作原理
(1)B為220V/15V變壓器，經(jīng)Z橋式整流、穩(wěn)壓塊7812輸出電壓為直流12V，C1、C2、C3、C4為濾波電容。
(2)穩(wěn)壓塊7812輸出的12V的直流電壓，經(jīng)過電阻R1、R2分壓，在比較器LM339的反相輸入端V1提供5.57V的基準(zhǔn)電壓，被檢測的電壓經(jīng)輸入電阻R3加在比較器LM339的同相輸入端V2。
(3)K為屏蔽啟用開關(guān)，連接a啟用監(jiān)控、連接b作屏蔽。正常工作時(shí)比較器輸入端電壓V1>V2，輸出端電壓Vo為低電平0V，一旦V2>V1（被檢測的電壓高于基準(zhǔn)電壓）時(shí)，比較器輸出電壓Vo翻轉(zhuǎn)為高電平12V，12V電壓經(jīng)過D5反饋?zhàn)饔糜诒容^器LM339同相輸入端，使V2>V1恒成立，從而鎖定比較器LM339輸出電壓為12V，直至確認(rèn)故障停電復(fù)位后才恢復(fù)。
(4)當(dāng)Vo＝0V時(shí)，三極管S8050截止，線圈J1、J2失電常閉，保證直流穩(wěn)壓電源交流側(cè)220V正常供電，一旦V2>V1（被檢測的電壓高于基準(zhǔn)電壓）時(shí)，這時(shí)Vo＝12V，此時(shí)三極管S8050導(dǎo)通，線圈J1、J2同時(shí)得電相應(yīng)常閉觸點(diǎn)J1、J2斷開從而切斷主電源，同時(shí)R9、D4線路接通，紅色發(fā)光二極管D4閃爍，作報(bào)警指示。故當(dāng)直流5V電壓異常而高于5.57V的基準(zhǔn)電壓時(shí)因?yàn)橛辛丝煽康碾p重保護(hù)，故不會(huì)損壞Logidyn D的核心部件。
(5)因?yàn)榭紤]到由于J1線川的意外損壞，或者其觸點(diǎn)粘死的可能性還是存在的，故此電路中增加了與J1功能完全一樣的J2，當(dāng)直流5V電壓異常而高于5.57V的基準(zhǔn)電壓時(shí)因?yàn)橛辛薐1、J2的雙重保護(hù)，故能可靠切斷主電源而保護(hù)Logidyn D的核心部件。
(6)圖中D3為續(xù)流二極管，為線川J1、J2釋放能量提供回路。
3.3 防止5V電壓低于4.8V的措施
因?yàn)長OGIDYN系統(tǒng)DC5V供電低于4.8V時(shí)會(huì)造成Logidyn D工作不穩(wěn)定，故我們采取了如下措施：
(1)LOGIDYN系統(tǒng)DC5V供電電流達(dá)到30A，所以我們將線路重新設(shè)計(jì)與布置，盡可能的縮短線路以減少線路壓降。
(2)增大線徑，將原來6mm2的線換成10mm2的線，以進(jìn)一步減少線路壓降。
(3)在交流220V電源側(cè)增加一臺(tái)UPS穩(wěn)壓電源，能有效的保證直流5V電壓的精度。
3.4 防干擾措施
在設(shè)計(jì)以上保護(hù)電路中，我們重點(diǎn)考慮了2個(gè)技術(shù)問題：A：能可靠動(dòng)作而切斷主電源（設(shè)計(jì)了D5反饋?zhàn)枣i電路與J1、J2雙重保護(hù)電路）B：保證5.57V基準(zhǔn)電壓的精度與采取防干擾措施防止LM339誤動(dòng)作：
如果出現(xiàn)誤動(dòng)作會(huì)造成連軋機(jī)卡軋等事故。故我們在電路中采取以下措施：
(1)在穩(wěn)壓塊7812前后都設(shè)計(jì)了濾波電容C1、C2、C3、C4以保證直流12V的質(zhì)量與提高抗干擾性能；選用了性能較好的電阻R1、R2從而保證了5.57V基準(zhǔn)電壓的精度；
(2)在比較器LM339的同相輸入端設(shè)計(jì)了濾波電容C5（0.1uf），以提高LM339抗干擾性能，防止出現(xiàn)誤動(dòng)作而造成事故。
4.結(jié)束語
調(diào)試過程中，在系統(tǒng)的直流電源側(cè)人為加入干擾，電路中的接觸器J1與J2都能夠在很短的時(shí)間內(nèi)動(dòng)作，斷開220V輸入電源，對電源的突升起到了雙重保護(hù)的作用，即切斷主電源。
經(jīng)過多次反復(fù)調(diào)試，每次都能順利啟動(dòng)保護(hù)動(dòng)作，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該裝備的可靠性。目前該裝置已在89分廠投入使用一年多，未出現(xiàn)LOGIDYN工作不穩(wěn)定，或燒壞LOGIDYN核心部件的事件。
參考文獻(xiàn)
[1]康華光.電子技術(shù)基礎(chǔ)模擬部分(第四版)[M].北京高等教育出版社,1999.
[2]侯建軍.數(shù)字電子技術(shù)基礎(chǔ)[M].高等教育出版社,1996.
摘要：介紹了高頻開關(guān)電源的控制電路和并聯(lián)均流系統(tǒng)。控制電路采用TL494脈寬調(diào)制控制器來產(chǎn)生PWM脈沖，用軟件的方式實(shí)現(xiàn)多電源并聯(lián)運(yùn)行時(shí)達(dá)到均流的方法。
關(guān)鍵詞：開關(guān)電源；脈寬調(diào)制；均流
引言
模塊化是開關(guān)電源的發(fā)展趨勢，并聯(lián)運(yùn)行是電源產(chǎn)品大容量化的一個(gè)有效方案，可以通過設(shè)計(jì)N＋l冗余電源系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)容量擴(kuò)展。本系統(tǒng)是多臺(tái)高頻開關(guān)電源（1000A/15V）智能模塊并聯(lián)，電源單元和監(jiān)控單元均以AT89C51單片機(jī)為核心，電源單元的均流由監(jiān)控單元來協(xié)調(diào)，監(jiān)控單元既可以與各電源單元通信，也可以與PC通信，實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)程監(jiān)控。
1PWM控制電路
TL494是一種性能優(yōu)良的脈寬調(diào)制控制器，TL494由5V基準(zhǔn)電壓、振蕩器、誤差放大器、比較器、觸發(fā)器、輸出控制電路、輸出晶體管、空載時(shí)間電路構(gòu)成。其主要引腳的功能為：
腳1和腳2分別為誤差比較放大器的同相輸入端和反相輸入端；
腳15和腳16分別為控制比較放大器的反相輸入端和同相輸入端；
腳3為控制比較放大器和誤差比較放大器的公共輸出端，輸出時(shí)表現(xiàn)為或輸出控制特性，也就是說在兩個(gè)放大器中，輸出幅度大者起作用；當(dāng)腳3的電平變高時(shí)，TL494送出的驅(qū)動(dòng)脈沖寬度變窄，當(dāng)腳3電平變低時(shí),驅(qū)動(dòng)脈沖寬度變寬；
腳4為死區(qū)電平控制端，從腳4加入死區(qū)控制電壓可對驅(qū)動(dòng)脈沖的最大寬度進(jìn)行控制，使其不超過180°，這樣可以保護(hù)開關(guān)電源電路中的三極管。
振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波送到PWM比較器的反相輸入端，脈沖調(diào)寬電壓送到PWM比較器的同相輸入端，通過PWM比較器進(jìn)行比較，輸出一定寬度的脈沖波。當(dāng)調(diào)寬電壓變化時(shí)，TL494輸出的脈沖寬度也隨之改變，從而改變開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間ton，達(dá)到調(diào)節(jié)、穩(wěn)定輸出電壓的目的。脈沖調(diào)寬電壓可由腳3直接送入的電壓來控制,也可分別從兩個(gè)誤差放大器的輸入端送入,通過比較、放大,經(jīng)隔離二極管輸出到PWM比較器的正相輸入端。兩個(gè)放大器可獨(dú)立使用,如分別用于反饋穩(wěn)壓和過流保護(hù)等，此時(shí)腳3應(yīng)接RC網(wǎng)絡(luò)，提高整個(gè)電路的穩(wěn)定性。
如圖1所示，PWM脈沖的占空比有內(nèi)部誤差放大器EA1來調(diào)制，而內(nèi)部誤差?大器EA2則用來打開和關(guān)斷TL494，用于保護(hù)控制。腳2和腳15相連，并與公共輸出端腳3相連通，因腳3電位固定，所以，TL494驅(qū)動(dòng)脈沖寬度主要由腳1（PWM調(diào)整控制端）來控制；腳16是系統(tǒng)保護(hù)輸入端，系統(tǒng)的過流、過壓、欠壓、過溫等故障以及穩(wěn)壓或穩(wěn)流切換時(shí)關(guān)斷信號都是通過腳16來控制。鋸齒波發(fā)生器定時(shí)電容CT=0.01μF，定時(shí)電阻RT=3kΩ，其晶振頻率fosc==36.6kHz。內(nèi)部兩個(gè)輸出晶體管集電極（腳8和腳11）接＋12V高電平，其發(fā)射極（腳9和腳10）分別驅(qū)動(dòng)V1和V2，從而控制S1和S2,S3和S4管輪流導(dǎo)通和關(guān)閉。
2軟件介紹
2.1電源單元和監(jiān)控單元的軟件
高頻開關(guān)電源單元主要有數(shù)據(jù)采集，電壓電流輸出給定，鍵盤和LED顯示，故障處理以及與監(jiān)控單元RS485通信等子程序組成。監(jiān)控單元主要有鍵盤和液晶顯示，EEPROM以及與電源單元和PC機(jī)RS485通信等子程序組成。EEPROM用于存放工作參數(shù)和其他不能丟失的信息，它采用X5045芯片，X5045有512字節(jié)，內(nèi)涵看門狗電路，電源VCC檢測和復(fù)位電路。
如果出現(xiàn)故障，電源單元立即做出相應(yīng)處理，并主動(dòng)向監(jiān)控單元申請中斷，將故障數(shù)據(jù)傳送給監(jiān)控單元，監(jiān)控單元立即調(diào)用故障處理程序，如果故障嚴(yán)重將切除故障電源，并啟動(dòng)備份電源，而且將故障情況傳送給PC機(jī)。
2.2均流處理程序
高頻開關(guān)電源單元將各自的電壓和電流發(fā)送給監(jiān)控單元，監(jiān)控單元接收到各電源單元的電壓和電流信息后，馬上進(jìn)入均流判定處理程序。本程序?qū)⒏鶕?jù)均流精度的要求，計(jì)算出該由哪個(gè)電源單元進(jìn)行怎樣的調(diào)節(jié)以達(dá)到均流要求。該程序主要包括下面兩個(gè)模塊：第一個(gè)模塊主要完成電壓的檢查工作，發(fā)現(xiàn)電源單元電壓偏移超過要求，馬上進(jìn)行相應(yīng)調(diào)節(jié)，保證其電壓為要求值；第二個(gè)模塊用于進(jìn)行均流計(jì)算，該模塊將找出電流偏移平均值超過規(guī)定要求的電源單元，并進(jìn)行相應(yīng)的調(diào)節(jié)。均流流程圖如圖2所示。
由于在實(shí)際運(yùn)用中，各電源單元的電壓值并非完全一致，所以本系統(tǒng)對多電源單元并聯(lián)后的電壓有兩條要求。
1）多電源單元并聯(lián)時(shí)，若各電源單元之間的最大電壓偏差>0.5％，那么并聯(lián)后的輸出電壓要求在各電源單元的電壓之間；若各電源單元之間的電壓偏差均<0.5％，那么并聯(lián)后的輸出電壓應(yīng)為各電源單元電壓的中間值加0.25％誤差。本要求同時(shí)兼顧了盡量提高穩(wěn)壓精度和防止電壓調(diào)節(jié)過于頻繁的要求。
2）并聯(lián)后的輸出電壓與任一電源單元工作時(shí)的電壓之差≤1％（本電源要求穩(wěn)壓精度<1％）。
若找不到符合要求的電壓點(diǎn)，則程序認(rèn)為相互并聯(lián)的電源的電壓偏差過大，將停止均流調(diào)節(jié)，并按要求提出警告。
第二個(gè)模塊用于對各模塊的電流進(jìn)行均流計(jì)算，在本系統(tǒng)中，軟件的均流精度定在5％。程序找出大于或小于平均電流的模塊，如果超過了精度范圍，程序?qū)⒃O(shè)置相應(yīng)標(biāo)志位，然后啟動(dòng)通信程序，通知相應(yīng)電源模塊啟動(dòng)調(diào)節(jié)程序。
隨著計(jì)算機(jī)技術(shù)、多媒體技術(shù)、信號處理技術(shù)、微電子技術(shù)的不斷發(fā)展，模數(shù)（A/D）轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用已經(jīng)逐漸滲透到生活中的各個(gè)領(lǐng)域。在許多現(xiàn)代先進(jìn)電子系統(tǒng)的前端和后端都要用到GHz以上高性能A/D轉(zhuǎn)換器，以改善數(shù)字處理系統(tǒng)的速度和性能，特別是諸如高端示波器、數(shù)字機(jī)頂盒、激光多普勒測速、醫(yī)療成像系統(tǒng)以及包括無線電話和基站接收機(jī)在內(nèi)的現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)應(yīng)用對高速、高性能A/D轉(zhuǎn)換器的需求不斷增加。這些應(yīng)用對數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中的模擬輸入帶寬、采樣速率、信噪比等技術(shù)指標(biāo)都提出了越來越高的要求，超高速A/D轉(zhuǎn)換器已經(jīng)成為當(dāng)前國內(nèi)外研究的熱點(diǎn)。
轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)及電路設(shè)計(jì)
在超高速A/D轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)中，一般多采用全并行flash結(jié)構(gòu)、折疊內(nèi)插式和時(shí)間交織等結(jié)構(gòu)。全并行flash結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是只需單相時(shí)鐘、結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)簡單以及高頻性能好：缺點(diǎn)是所需的比較器數(shù)目與分辨率成指數(shù)關(guān)系，因此它消耗的功耗、占有的芯片面積和輸入電容也與分辨率成指數(shù)關(guān)系，因此全并行結(jié)構(gòu)多適用于分辨率在8位以下的超高速A/D轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)。
本文設(shè)計(jì)的8位精度、超高速A/D轉(zhuǎn)換器采用了新穎的時(shí)間交織工作模式折疊內(nèi)插式電路架構(gòu)，其優(yōu)點(diǎn)是在兼顧面積和功耗的同時(shí)，可實(shí)現(xiàn)GHz以上的超高轉(zhuǎn)換速率。轉(zhuǎn)換器整體電路結(jié)構(gòu)如圖l所示，四路8位精度、采樣率為750MHz的子模數(shù)轉(zhuǎn)換電路按照90°的時(shí)鐘相移差循環(huán)交織工作，可以實(shí)現(xiàn)3.0GHz的轉(zhuǎn)換速率。
折疊內(nèi)插量化電路
折疊內(nèi)插量化電路模塊是8位3.0GSPS A/D轉(zhuǎn)換器的核心電路，本文設(shè)計(jì)的兩級級聯(lián)折疊內(nèi)插量化電路內(nèi)部包括了3×3倍折疊電路和3×4倍插值電路以及高速比較器電路等。折疊技術(shù)通過對輸入信號的折疊，降低比較器的數(shù)目，在本設(shè)計(jì)中，采用3×3倍級聯(lián)折疊電路使比較器數(shù)目由約256個(gè)降低到約32個(gè)，大大節(jié)約了芯片面積和電路功耗。采用3×3倍級聯(lián)折疊，而不是一次9倍折疊有利于降低節(jié)點(diǎn)的寄生電容，保證電路的高帶寬。內(nèi)插技術(shù)降低預(yù)放大器及折疊電路的模塊數(shù)，有利于降低量化電路的輸入電容，本文設(shè)計(jì)的轉(zhuǎn)換器采用3×4倍的高插值率使輸入電容降低為約lpF，有利于采/保電路的設(shè)計(jì)，提高電路工作速度。3×4級聯(lián)插值分散了節(jié)點(diǎn)的寄生電容，保證了電路的高速度。預(yù)放大電路和折疊電路，共同組成了3級放大電路，放大了差分輸入信號，有利于降低比較器失調(diào)的影響，提高比較器的量化精度。
寬帶超高速采樣/保持電路
對于8位精度的超高速A/D轉(zhuǎn)換器而言，輸入信號經(jīng)采樣保持電路之后，可以變成一個(gè)準(zhǔn)直流的信號，對于帶寬和動(dòng)態(tài)建立精度的要求降低，有利于提高A/D轉(zhuǎn)換器的速度和精度。同時(shí)對折疊插值式ADC來說，信號將會(huì)通過粗通道和細(xì)通道，兩個(gè)通道對于信號進(jìn)行并行處理，如不經(jīng)過采樣保持電路，那么兩個(gè)通道之間的時(shí)序差別在輸出端將會(huì)產(chǎn)生極大的“毛刺”效應(yīng)。在信號輸入端經(jīng)過采樣保持電路后，可以實(shí)現(xiàn)兩個(gè)通道的預(yù)同步，從而使雙通道在時(shí)序方面保持同步，精度提高。
本文設(shè)計(jì)了一款新型開環(huán)全差分主從式超高速采樣/保持電路結(jié)構(gòu)，如圖2所示。電路采用全差分結(jié)構(gòu)有利于抵消電路的偶次諧波失真和直流失調(diào)：主從式結(jié)構(gòu)通過隔離運(yùn)放中較大輸入電容的影響，擴(kuò)展了采樣電路的帶寬，有利于提高主采樣電路的速度及精度。另外，在采樣保持電路前端采用內(nèi)部輸入驅(qū)動(dòng)電路，有利于輸入信號同步和隔離輸入信號噪聲。輸入驅(qū)動(dòng)電容采用NMOS管，輸出驅(qū)動(dòng)電路采用PMOS管，輸入信號經(jīng)歷兩次電平移位后相同，有利于后級電路的接收。四路工作在750MHz采樣率的子采樣/保持電路模塊按0°，90°，180°，270°相移時(shí)鐘先后對輸入信號進(jìn)行依次采樣、保持，并循環(huán)交替工作，共同實(shí)現(xiàn)3.0GHz的信號采樣率。
寬帶模擬開關(guān)
良好的模擬輸入開關(guān)是一個(gè)超高速A/D轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)優(yōu)異性能的基礎(chǔ)，因此在轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)中，一個(gè)高帶寬、低失真的模擬開關(guān)是必不可少的。要使開關(guān)具有低失真特性，最基本的思想就是使得開關(guān)的柵源電壓與輸入信號無關(guān)，并盡可能地消除體效應(yīng)的影響。本文設(shè)計(jì)的模擬開關(guān)電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。
圖3中，N1、N2、P1、P2、P6、P7、N9等晶體管組成了低失真、寬帶NMOs開關(guān)：其它部分用于控制開關(guān)的開啟與關(guān)斷：V1、v2是直流偏置電壓。電路的工作過程如下：當(dāng)時(shí)鐘CLK1為高電平時(shí)，節(jié)點(diǎn)①為低電平，適當(dāng)?shù)膙1、V2偏置使得P9、P10、N11均導(dǎo)通，所以節(jié)點(diǎn)④被偏置到Vdd電位，P8管導(dǎo)通，使得節(jié)點(diǎn)③的電位近似為2Vdd，從而P7和N9導(dǎo)通，并為N1和P1通路提供偏置電流，開關(guān)N2導(dǎo)通，最終N2的柵源電壓等于N1和P1的開啟電壓之和。反之，當(dāng)時(shí)鐘CLK1為低電平時(shí)，節(jié)點(diǎn)④被電容N10自舉到接近2Vdd的電位，由于節(jié)點(diǎn)⑦的電位也近似為2Vdd，故P8截至，同時(shí)節(jié)點(diǎn)②為低電位，N4管導(dǎo)通，最終使得節(jié)點(diǎn)⑥為低電平，NMOS開關(guān)N2關(guān)斷。
高速混合型比較器
模數(shù)轉(zhuǎn)換器通過比較器才能產(chǎn)生最后的輸出碼，需要數(shù)量較多的比較器。比較器會(huì)為模數(shù)轉(zhuǎn)換器帶來延遲、精度、功耗、輸入電壓范圍、輸入阻抗以及芯片面積等諸多方面的影響。比較器的性能，特別是速度和精度，會(huì)直接決定模數(shù)轉(zhuǎn)換器所能夠?qū)崿F(xiàn)的性能。
在高速A/D轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)中，一般都采用動(dòng)態(tài)鎖存再生比較器。動(dòng)態(tài)鎖存比較器內(nèi)部包含一個(gè)交叉耦合的正反饋回路，從而能夠大大地提高比較器的速度。同時(shí)由于動(dòng)態(tài)比較器在復(fù)位過程中，電路中沒有直流通路，所以相對靜態(tài)比較器，其靜態(tài)功耗大大減小。這種結(jié)構(gòu)的不足之處是在復(fù)位狀態(tài)和再生狀態(tài)之間還存在一個(gè)過渡狀態(tài)，用于完成共源節(jié)點(diǎn)電位的建立，會(huì)影響比較器的再生速度。在再生狀態(tài)時(shí)，比較器電路中會(huì)有很大的動(dòng)態(tài)電流，會(huì)產(chǎn)生比較大的動(dòng)態(tài)誤差。由于本設(shè)計(jì)前級電路的增益足夠大，能夠使得比較器自身的失調(diào)電壓被忽略。因此，在進(jìn)行比較器的設(shè)計(jì)時(shí)，可放寬對于失調(diào)電壓的要求，著重提高比較器的再生速度。
本文所設(shè)計(jì)的比較器如圖4所示。CLK為高電平時(shí)，M13、M16、M20、M23開啟，再生級的N2、N3會(huì)被復(fù)位到相同的電位。而由于M17被一個(gè)預(yù)設(shè)的直流電平偏置，這時(shí)節(jié)點(diǎn)N1仍會(huì)維持在一個(gè)較高的電位。當(dāng)cLK為低電平時(shí)，M13、M16、M20、M23均關(guān)閉，比較器工作在再生狀態(tài)。前級電路的輸入VINN、VINP通過M14、M15輸入到鎖存再生級。M11和M12構(gòu)成了一組正反饋，正反饋使得N1、N2的輸出電位被分離成一組不平衡的輸出（一端為高接近vDD，一端為低接近GND）。這一組非平衡的輸出經(jīng)過輸出鎖存級進(jìn)一步的調(diào)整后，產(chǎn)生最終的比較器輸出信號。
與傳統(tǒng)的動(dòng)態(tài)鎖存式比較器相比，增加了一個(gè)由預(yù)設(shè)直流電平偏置的管子M17，M17會(huì)在比較器的工作過程之中一直穩(wěn)定地提供一個(gè)恒定的靜態(tài)電流，從而大大提高了比較器的再生速度，完全滿足本文轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)對于比較器速度的要求。
數(shù)字校準(zhǔn)技術(shù)
數(shù)字校準(zhǔn)技術(shù)的應(yīng)用可以使得在進(jìn)行超高速A/D轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)時(shí)，著重注意A/D轉(zhuǎn)換器的速度性能提高，打破按器件匹配進(jìn)行設(shè)計(jì)的傳統(tǒng)方式。在進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)時(shí)，可以選用更有利于發(fā)揮A/D轉(zhuǎn)換器速度優(yōu)勢的器件，將進(jìn)行失調(diào)校正、精度優(yōu)化的工作由數(shù)字校準(zhǔn)技術(shù)完成。對于超高速折疊內(nèi)插A/D轉(zhuǎn)換器而言，在選擇校準(zhǔn)方法時(shí)，首先要考慮到其校準(zhǔn)的速度要求，在優(yōu)先保證高速度的前提下，再考慮其精度。因此，本文中的超高速折疊內(nèi)插A/D轉(zhuǎn)換器采用了前臺(tái)數(shù)字校準(zhǔn)方法，結(jié)構(gòu)如圖5所示。
其工作過程如下：校準(zhǔn)電阻串采用N組間隔均勻的校準(zhǔn)矢量電壓VCAL，為N個(gè)直流電平。輸入MUX模擬開關(guān)電路為二選一電路，在正常模式下選擇外部信號輸入，在校準(zhǔn)模式下選擇矢量電壓VCAL輸入。校準(zhǔn)邏輯模塊對校準(zhǔn)模塊進(jìn)行邏輯控制和時(shí)序控制。可加/可減計(jì)數(shù)器是校準(zhǔn)電路的運(yùn)算核心，產(chǎn)生的數(shù)值將作為電流DAC的碼位，并產(chǎn)生對應(yīng)的調(diào)整電流。ADC模塊的比較器產(chǎn)生輸出信號，這個(gè)輸入信號作為ADC模塊的反饋在校準(zhǔn)部分輸入，通過對于反饋信號的判斷，調(diào)整接口DAc的電流大小，從而使得A/D轉(zhuǎn)換器的誤差得到補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)電路的校準(zhǔn)。由于校準(zhǔn)矢量信號依次通過了采保電路和轉(zhuǎn)換電路，故整個(gè)模擬通道都得到了校準(zhǔn)。
仿真結(jié)果
單元電路模塊在Spectre仿真條件下進(jìn)行設(shè)計(jì)仿真，包括電壓拉偏、溫度拉偏以及工藝角拉偏仿真等：整體電路的前仿及后仿則全部采用快仿工具完成仿真。轉(zhuǎn)換器電路主要技術(shù)指標(biāo)的仿真結(jié)果匯總見表1。
流片及測試結(jié)果
本文設(shè)計(jì)的8位3.0GSPS A/D轉(zhuǎn)換器晶體管總數(shù)約為70萬個(gè)，整體測試結(jié)果版圖面積約為4.10×4.05mm2，采用0.18μmCMOs工藝流片，選用LQFP144封裝，電路照片見圖6。圖7、圖8和圖9分別給出了轉(zhuǎn)換器樣片典型應(yīng)用條件下的DNL、INL以及輸入為747.390906MHz正弦波信號時(shí)的頻譜分析結(jié)果。從圖中可以看出，本文設(shè)計(jì)的8位3.0GSPS A/D轉(zhuǎn)換器DNL最大值為0.22LSB，INL最大值為0.32LSB，常溫條件下轉(zhuǎn)換器的有效位為6.95Bits、信噪比達(dá)44.10dB、信噪諧波失真比為43.57dB、總諧波失真為-52.68dB、無
自動(dòng)調(diào)節(jié)的一般方法
多頻同步顯示器能夠自動(dòng)適應(yīng)顯示模式的變化，捕捉同步信號，實(shí)現(xiàn)行、場掃描的同步而不致于發(fā)生顯示混亂的情況，同時(shí)又能在信號頻率變化時(shí)自動(dòng)調(diào)節(jié)行、場電路的工作狀態(tài)，使畫面的幅度（行幅和場幅）不發(fā)生明顯的變化。具體表現(xiàn)在下述幾個(gè)方面：
1. 控制行、場振蕩器的振蕩頻率，迫使行、場振蕩頻率和相位與外部輸入的行同步信號同步；
2. 作為場幅控制信號，控制場掃描電路場幅控制端，使得場幅不隨場頻的增加而縮小；
3. 改變行逆程電容容量，使其隨行頻的升高而增加，保持逆程脈沖幅度的穩(wěn)定，從而使行輸出變壓器副邊的中、高壓保持穩(wěn)定，以實(shí)現(xiàn)亮度的穩(wěn)定；
4. 改變行偏轉(zhuǎn)電路中S校正電容的容量，使其隨行頻的升高而增加，使得顯示的圖像不隨行頻的變化而產(chǎn)生S形幾何失真。
為了達(dá)到上述目的，常見的實(shí)現(xiàn)方法有兩種。一種方法是利用頻率/電壓轉(zhuǎn)換集成電路LM331N將各種顯示模式下的同步信號的不同頻率轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的直流電壓信號，在顯示器的自動(dòng)調(diào)節(jié)電路中可以使用該電壓信號實(shí)現(xiàn)上述所有項(xiàng)目的自動(dòng)控制。另一種方法是利用多頻顯示器專用的同步信號處理集成電路WT8043或WT8045等直接控制顯示器的各部分電路，實(shí)現(xiàn)顯示控制參數(shù)的自動(dòng)調(diào)節(jié)。下面詳細(xì)介紹這兩種自動(dòng)調(diào)節(jié)電路的實(shí)現(xiàn)原理。
LM331N構(gòu)成的參數(shù)自動(dòng)調(diào)節(jié)電路
LM331N是一種精密頻率/電壓轉(zhuǎn)換器，它有兩種封裝形式，如圖1所示。該集成電路采用一種“能隙基準(zhǔn)電路”，使之具有非常好的溫度特性，當(dāng)電源在3.9~40V范圍內(nèi)變化時(shí)，f/V轉(zhuǎn)換的精度可達(dá)±0.01%。LM331也可以反過來作為V/f轉(zhuǎn)換器使用。
圖2是由LM331N構(gòu)成的頻率/電壓轉(zhuǎn)換電路，圖中的fH是是行同步輸入信號頻率，VH是輸出電壓，該電路的功能是將不同的輸入信號頻率fH轉(zhuǎn)換成不同的直流輸出電壓VH。
在由LM331N構(gòu)成的f/V轉(zhuǎn)換電路中，VH和fH之間存在確定的線形關(guān)系，VH = kfH。其中k是一個(gè)常數(shù)，它由外接R、C元件的參數(shù)決定，可以用公式k = 2.09×RL/RS×(Rt×Ct)進(jìn)行計(jì)算，其中RL為外部負(fù)載電阻、RS為基準(zhǔn)電流調(diào)節(jié)電阻、Rt為定時(shí)電阻、Ct為定時(shí)電容。在上面的電路中，k = 2.09×RL/(VR1+R5)×(Rt×Ct) ≈ 0.27。
根據(jù)上述關(guān)系，可以算出各種顯示模式所對應(yīng)的VH：VCGA= 0.27×15.6 ≈4.2V， VEGA= 0.27×21.7 ≈ 5.9 V，VVGA= 0.27×31.5 ≈ 8.5V。
該芯片的供電電壓Vc可根據(jù)實(shí)際需要確定，如果需要輸出的電平高，則應(yīng)提高供電電壓，一般可取+5~+27V。
由頻率/電壓轉(zhuǎn)換電路得到了隨行頻fH作線形變化的電壓VH，利用VH就可以對各部分的電路參數(shù)進(jìn)行自動(dòng)調(diào)節(jié)了。下面是利用LM331構(gòu)成的自動(dòng)S 校正電路的一個(gè)實(shí)例。
顯示器中的S校正，是通過在偏轉(zhuǎn)電路中串聯(lián)電容（稱之為S校正電容Cs）來實(shí)現(xiàn)的，S自動(dòng)校正實(shí)際上只能通過多個(gè)逆程電容CS0、CS1、CS2、CS3、…等的不同組合使S電容總?cè)萘堪l(fā)生變化，從而實(shí)現(xiàn)按頻率變化的分段補(bǔ)償。所以，不能直接使用VH，而必須進(jìn)行相應(yīng)的處理，將VH按照數(shù)值的變化進(jìn)行分割，用分割后的電壓值去控制串聯(lián)在S校正電容回路中的電子開關(guān)，使其“通”或“斷”，以達(dá)到增加或減少電容個(gè)數(shù)的目的。
圖3是一個(gè)典型的自動(dòng)S校正電路。行頻信號fH從LM331的6腳輸入，變換成電壓信號VH后，經(jīng)過電壓跟隨器HA17538進(jìn)行信號緩沖，送至四電壓比較器LM339的負(fù)極，在4個(gè)比較器的正極上由分壓電路提供了4個(gè)互不相同的對應(yīng)于相應(yīng)視頻模式的基準(zhǔn)電壓Er1~Er4。我們已經(jīng)知道，當(dāng)顯示器分辨率設(shè)定較高時(shí)，fH較高，VH也高。當(dāng)LM339四個(gè)比較器的公共正極上的電壓高于某個(gè)比較器的負(fù)極基準(zhǔn)電壓時(shí)，則該比較器輸出低電平，使場效應(yīng)管（其作用相當(dāng)于電子開關(guān)）截止，該回路則處于斷開的狀態(tài)。
反過來，行頻越低，并聯(lián)的電容數(shù)量越多，S校正電容的容量也越大。作為極端的情況，當(dāng)顯示模式被設(shè)定在該顯示器的最小分辨率狀態(tài)時(shí)，四個(gè)比較器均輸出高電平，四個(gè)場效應(yīng)管均飽和導(dǎo)通，逆程電容為5個(gè)電容并聯(lián)的總?cè)萘浚碈S = CS0 + CS1 + CS2+ CS3 + CS4。而當(dāng)顯示模式被設(shè)定在該顯示器的最大分辨率狀態(tài)時(shí)，四個(gè)比較器均輸出低電平，這時(shí)逆程電容僅有CS0起作用。
采用LM331構(gòu)成的自動(dòng)調(diào)節(jié)電路實(shí)現(xiàn)參數(shù)的自動(dòng)適應(yīng)的方法，同樣可以實(shí)現(xiàn)亮度的自動(dòng)控制。具體做法是：通過使用LM331輸出的電壓VH來改變逆程電容的數(shù)量或電路結(jié)構(gòu)，以改變逆程電容的容量，達(dá)到亮度的自動(dòng)控制，使屏幕亮度不隨頻率的升高而自然增大。
以LM331N為核心構(gòu)成的自動(dòng)調(diào)節(jié)電路，其輸出的電壓難以直接被自動(dòng)調(diào)節(jié)電路使用，而需要另外的電路進(jìn)行轉(zhuǎn)換，因而電路復(fù)雜，它正在被專用芯片WT8043所取代。
WT8043構(gòu)成的參數(shù)自動(dòng)調(diào)節(jié)電路
WT8043系列芯片（如圖4）是臺(tái)灣偉詮公司推出的多頻同步顯示器專用的同步信號處理IC，具有行頻與場頻鑒別、顯示狀態(tài)選擇、同步脈沖極性檢測與轉(zhuǎn)換等功能。使用該器件可實(shí)現(xiàn)多頻同步顯示器的自動(dòng)幅度控制及行頻范圍的自行設(shè)定。
使用WT8043芯片實(shí)現(xiàn)行供電電壓的自動(dòng)調(diào)節(jié)的方法是：在WT8043的輸出端產(chǎn)生隨頻率變化的控制電壓，利用該電壓來控制開關(guān)電源向行電路供電的電壓調(diào)節(jié)電路，使其輸出電壓隨頻率的增加而升高，所以簡便而可靠。
下面以O(shè)LITI牌15英寸彩顯為例，說明使用WT8043實(shí)現(xiàn)行幅度自動(dòng)調(diào)節(jié)的原理和方法。圖5是具體電路。圖中Q803的工作狀態(tài)是受顯示器工作模式控制的，行頻改變，其基極電壓隨之改變，從而控制前級Q504及Q503的導(dǎo)通狀態(tài)，達(dá)到改變行供電電壓的目的。
當(dāng)顯示模式為標(biāo)準(zhǔn)VGA（行頻為31.5kHz），WT8043的7、8、9腳均為高電平，D807、D808和D810均截止，此時(shí)的A點(diǎn)電壓較高，Q803截止，行電路僅由D507整流輸出供電，電壓較低。
關(guān)鍵詞：霍耳效應(yīng)；電機(jī)控制；自動(dòng)重啟；脈沖寬度調(diào)制
1879年，霍耳發(fā)現(xiàn)：沿x方向流過的電流受到其垂直方向(z方向)的磁場作用時(shí)，帶電離子會(huì)受到y(tǒng)方向的磁力影響而產(chǎn)生電勢積累，這就是霍耳效應(yīng)。其中產(chǎn)生的電勢差稱為霍耳電壓。由于變化的磁場會(huì)產(chǎn)生變化的電場，那么，利用霍耳效應(yīng)做磁場監(jiān)測是可行的，事實(shí)上也是目前普遍采取的方法。基于霍耳效應(yīng)的傳感一控制芯片廣泛應(yīng)用在電機(jī)控制、手機(jī)、電動(dòng)車、電流及磁場測量等領(lǐng)域。
實(shí)際應(yīng)用中，例如常用于PC散熱等用途的直流無刷電機(jī)，由于外部障礙物等因素，可能異常停止運(yùn)轉(zhuǎn)。那么，電機(jī)控制芯片需要通過霍耳傳感器對磁場相位監(jiān)測，判別異常停轉(zhuǎn)情況，及時(shí)關(guān)閉電機(jī)并延時(shí)重啟，以便電機(jī)能夠恢復(fù)正常工作。
圖1給出了本設(shè)計(jì)中霍耳效應(yīng)電機(jī)控制芯片的設(shè)計(jì)框圖，由霍耳感應(yīng)單元得到與磁場變換相關(guān)的電壓信號，經(jīng)放大器放大及磁滯比較器判別，控制邏輯監(jiān)測電機(jī)的運(yùn)行狀態(tài)，做出關(guān)斷或延時(shí)自啟動(dòng)等功能，功率輸出管驅(qū)動(dòng)外部電機(jī)工作。
通常，電機(jī)需要在較寬的電壓范圍工作。在本設(shè)計(jì)中，目標(biāo)要求芯片能夠工作在3.3V～28V的電壓范圍，并且當(dāng)電機(jī)控制電壓高于54.7V時(shí)，將輸出電壓鉗位防止燒毀電機(jī)。
芯片工作電壓由其內(nèi)部電壓源產(chǎn)生，而常見的帶隙基準(zhǔn)很難在這樣寬的電壓范圍內(nèi)正常的工作。因此，設(shè)計(jì)中采用三極管時(shí)代流行的齊納二極管鉗位方法產(chǎn)生電壓源，如圖2所示。這種電壓源可以在很寬的電壓范圍工作，但也有電流消耗較大，且輸出隨電源電壓、溫度變化較大等諸多缺點(diǎn)。所幸在電機(jī)應(yīng)用中，這些缺點(diǎn)是次要的。
當(dāng)電壓VIN高于齊納管的反向擊穿電壓(一般約為6～7V，這里取6.5V)后，Vz電壓被鉗制在6.5V，R1起到限流的作用。而VIN低于6.5V而高于一定值，M1也可以導(dǎo)通，使得VCC有電壓，同樣可使內(nèi)部電路工作。其中，M1，M2，M3皆為高壓器件。經(jīng)過適當(dāng)設(shè)計(jì)，該電壓源可以在3V～65V之間工作。
霍耳感應(yīng)單元常用的形狀和工藝材料有多種，此設(shè)計(jì)使用正方形外形并基于無特殊摻雜的CMOS工藝。在圖3左圖中，電流自+Vs流向地端，磁場垂直于該片面，則將在方形的另外兩頂點(diǎn)之間會(huì)形成霍耳電壓Vol。而通過開關(guān)控制，在下一時(shí)刻，電流流向及霍耳電壓取向改為右圖所示，這樣也能夠消除硅片的壓電電阻(AR)效應(yīng)。這樣較其他設(shè)計(jì)中常見的采用2個(gè)或4個(gè)霍耳感應(yīng)單元消除壓電電阻效應(yīng)的方法更省面積，復(fù)雜度也有所減小。
感應(yīng)的霍耳電壓經(jīng)過放大器放大和磁滯比較器輸出相應(yīng)的數(shù)字信號。根據(jù)實(shí)際情況，在典型情況下可以將工作點(diǎn)設(shè)為30高斯，釋放點(diǎn)設(shè)為_30高斯，磁滯寬度為60高斯。
磁滯比較器的輸出信號交由芯片控制邏輯部分處理。為克服電機(jī)工作中的意外終止，本設(shè)計(jì)包含了防鎖死及自動(dòng)重啟機(jī)制。該機(jī)制根據(jù)比較器輸出信號相位的改變進(jìn)行邊沿監(jiān)測、計(jì)數(shù)、重置等工作，與其他邏輯信號來判斷芯片的工作狀態(tài)。
防鎖死重啟電路及時(shí)序如圖4所示，CompA經(jīng)過延遲后與延遲之前信號進(jìn)行異或運(yùn)算，即可監(jiān)測出脈沖邊緣變化。若使用1 MHz的時(shí)鐘信號，計(jì)數(shù)器持續(xù)計(jì)數(shù)到21s=262,144ps時(shí)，電路進(jìn)入鎖死狀態(tài)。21位計(jì)數(shù)器繼續(xù)工作直到溢出，其間時(shí)間差為221218=1,835,008us，約1.8秒后嘗試重啟，直到電機(jī)正常工作。
【關(guān)鍵詞】霍爾傳感器 轉(zhuǎn)速儀 霍爾效應(yīng) 信號處理
轉(zhuǎn)速儀設(shè)計(jì)用到的傳感器為霍爾傳感器，霍爾傳感器是一種磁電式傳感器。它是利用霍爾元件基于霍爾效應(yīng)原理而將被測量轉(zhuǎn)換成電動(dòng)勢輸出的一種傳感器。由于霍爾元件在靜止?fàn)顟B(tài)下，具有感受磁場的獨(dú)特能力，并且具有結(jié)構(gòu)簡單、體積小、噪聲小、頻率范圍寬（從直流到微波）、動(dòng)態(tài)范圍大（輸出電勢變化范圍可達(dá)1000：1）、壽命長等特點(diǎn)，因此獲得了廣泛應(yīng)用。例如，在測量技術(shù)中用于將位移、力、加速度等量轉(zhuǎn)換為電量的傳感器；在計(jì)算技術(shù)中用于作加、減、乘、除、開方、乘方以及微積分等運(yùn)算的運(yùn)算器等。本設(shè)計(jì)由轉(zhuǎn)速模塊、霍爾轉(zhuǎn)速傳感器、信號處理電路、頻率計(jì)和LED顯示模塊組成。選用霍爾轉(zhuǎn)速傳感器作為測速元件，其工作原理是：在轉(zhuǎn)軸的圓周上粘上磁鋼，讓霍爾傳感器靠近磁鋼，轉(zhuǎn)軸旋轉(zhuǎn)時(shí)，霍爾電勢就同頻率相應(yīng)變化。把輸出的信號送給放大、整形等信號處理電路得到脈沖信號，最后通過測頻（計(jì)數(shù)）電路就可以得到被測轉(zhuǎn)速。
一、轉(zhuǎn)速模塊
轉(zhuǎn)速模塊電機(jī)為直流電動(dòng)機(jī)，直流電動(dòng)機(jī)具有良好的起動(dòng)、制動(dòng)性能，宜于在大范圍內(nèi)平滑調(diào)速。直流電機(jī)的轉(zhuǎn)速和施加于電機(jī)兩端的電壓有關(guān)，本設(shè)計(jì)電機(jī)調(diào)速電壓為2-15V，轉(zhuǎn)速最大為50轉(zhuǎn)/s，轉(zhuǎn)速隨著調(diào)速電壓的增大而增大。
二、霍爾傳感器
霍爾傳感器是利用霍爾效應(yīng)實(shí)現(xiàn)磁電轉(zhuǎn)換的一種傳感器，它具有靈敏度高，線性度好，穩(wěn)定性高、體積小和耐高溫等特點(diǎn)，所以，在測量技術(shù)、自動(dòng)化技術(shù)和信息處理等方面得到了廣泛的應(yīng)用，通常被用來測量位移、壓力、轉(zhuǎn)速等物理量。使用霍爾傳感器獲得脈沖信號，其機(jī)械結(jié)構(gòu)可以做得較為簡單，只要在轉(zhuǎn)軸的圓周上粘上一粒磁鋼，讓霍爾開關(guān)靠近磁鋼，就有信號輸出，轉(zhuǎn)軸旋轉(zhuǎn)時(shí)，就會(huì)不斷地產(chǎn)生脈沖信號輸出。如果在圓周上粘上多粒磁鋼，可以實(shí)現(xiàn)旋轉(zhuǎn)一周，獲得多個(gè)脈沖輸出。在粘磁鋼時(shí)要注意，霍爾傳感器對磁場方向敏感，粘之前可以先手動(dòng)接近一下傳感器，如果沒有信號輸出，可以換一個(gè)方向再試。這種傳感器不怕灰塵、油污，在工業(yè)現(xiàn)場應(yīng)用廣泛。在本設(shè)計(jì)中采用的傳感器為某種型號的霍爾轉(zhuǎn)速傳感器 。它的感應(yīng)對象為磁鋼。當(dāng)被測體上嵌入磁鋼，隨著被測物體轉(zhuǎn)動(dòng)時(shí)，傳感器輸出與旋轉(zhuǎn)頻率相關(guān)的脈沖信號，達(dá)到測速或位移檢測的發(fā)訊目的。由于安裝使用方便，通用性好，已被廣泛應(yīng)用于各種領(lǐng)域。
三、信號處理電路
如圖1所示為信號處理電路，在電源輸入端并聯(lián)電容C2用來濾去電源尖嘯，使霍爾元件穩(wěn)定工作。H表示霍爾元件，在霍爾元件輸出端（引腳3）與地并聯(lián)電容C3濾去波形尖峰，再接一個(gè)上拉電阻R2，然后將其接入LM324的引腳3。用LM324構(gòu)成一個(gè)電壓比較器，將霍爾元件輸出電壓與電位器RP1比較得出高低電平信號給單片機(jī)讀取。C4用于波形整形，以保證獲得良好數(shù)字信號。LED便于觀察，當(dāng)比較器輸出高電平時(shí)不亮，低電平時(shí)亮。
電壓比較器的功能：比較兩個(gè)電壓的大小（用輸出電壓的高或低電平，表示兩個(gè)輸入電壓的大小關(guān)系）： 當(dāng)“+”輸入端電壓高于“-”輸入端時(shí)，電壓比較器輸出為高電平； 當(dāng)“+”輸入端電壓低于“-”輸入端時(shí)，電壓比較器輸出為低電平；比較器還有整形的作用，利用這一特點(diǎn)可獲得良好穩(wěn)定的輸出信號，不至于丟失信號，能提高測速的精確性和穩(wěn)定性。
圖1信號處理電路
四、頻率計(jì)和顯示單元
頻率計(jì)顯示屏由五位數(shù)碼管組成最大顯示99999HZ，精度3%；選擇開關(guān)控制頻率計(jì)輸入端，作為頻率表使用，被測信號范圍為0.5VP-P-20VP-P；頻率顯示范圍為1Hz-10KHz；作為頻率計(jì)精度為5%。轉(zhuǎn)速儀整體組建圖如圖2所示：轉(zhuǎn)盤與電機(jī)安裝在一起，隨電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)，電機(jī)控制轉(zhuǎn)速電壓為2-15V可調(diào)，轉(zhuǎn)盤上安裝磁鋼，霍爾傳感器安裝在傳感器支架上，使霍爾元件正對著轉(zhuǎn)盤上的磁鋼。當(dāng)轉(zhuǎn)盤旋轉(zhuǎn)時(shí)，霍爾傳感器就輸出周期性的脈沖信號。該脈沖信號送給頻率計(jì)和顯示單元，就會(huì)在顯示器上顯示出當(dāng)前轉(zhuǎn)盤轉(zhuǎn)動(dòng)的頻率。
圖2轉(zhuǎn)速儀組建圖
霍爾傳感器具有不怕灰塵、油污，安裝簡易，不易損壞等優(yōu)點(diǎn)，在工業(yè)現(xiàn)場得到了廣泛應(yīng)用。利用霍爾傳感器設(shè)計(jì)的轉(zhuǎn)速測量系統(tǒng)硬件電路簡單，容易調(diào)試， 測試結(jié)果表明對電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)速的測量精度較高，基本能夠滿足實(shí)際的測試需要，有一定的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。
參考文獻(xiàn)：
[1]何希才，薛永毅.傳感器及其應(yīng)用實(shí)例[M].北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2004.1
引言
由于電力變換裝置均工作在大功率環(huán)境中，過流和短路是不可避免的。為了確保電力變換裝置安全可靠地工作，有效的電流保護(hù)設(shè)計(jì)是必須的。而過流相對于短路對變換裝置的危害要小，再加上各種資料對過流保護(hù)介紹得比較多，故在此主要討論電力變換裝置中的短路保護(hù)的設(shè)計(jì)。
現(xiàn)代電力變換裝置均采用大功率半導(dǎo)體開關(guān)器件，其所能承受的電流過載能力相對于旋轉(zhuǎn)變流裝置要低得多，如IGBT一般只能承受幾十個(gè)μs甚至幾個(gè)μs的過載電流，一旦短路發(fā)生就要求保護(hù)電路能在盡可能短的時(shí)間內(nèi)關(guān)斷開關(guān)器件，切斷短路電流，使開關(guān)器件不致于因過流而損壞。但是，在短路情況下迅速關(guān)斷開關(guān)器件，將導(dǎo)致負(fù)載電流下降過快而產(chǎn)生過大的di/dt，由于引線電感和漏感的存在，過大的di/dt將產(chǎn)生很高的過電壓，而使開關(guān)器件面臨過壓擊穿的危險(xiǎn)。對于IGBT，過高的電壓又可能導(dǎo)致器件內(nèi)部產(chǎn)生擎住效應(yīng)失控而損壞器件。因此，必須綜合考慮和設(shè)計(jì)電力變換裝置短路保護(hù)，以確保電流保護(hù)的有效性。
1 短路保護(hù)電路的設(shè)計(jì)
由于IGBT綜合了場效應(yīng)管輸入阻抗高，驅(qū)動(dòng)功率小和雙極晶體管電壓容量大，電流密度高的優(yōu)點(diǎn)，而成為了現(xiàn)代電力變換裝置中使用最廣泛的一種開關(guān)器件，下面以其為保護(hù)對象進(jìn)行討論。
1.1 過流信息檢測
為了實(shí)現(xiàn)IGBT的短路保?，必須進(jìn)行過流檢測。適用于過流檢測方法，通常是采用霍爾電流傳感器直接檢測IGBT的電流Ic，然后與設(shè)定的閾值進(jìn)行比較，用比較器的輸出去控制驅(qū)動(dòng)信號的關(guān)斷；也可以檢測過流時(shí)IGBT的集射極電壓Vce，因?yàn)楣軌航岛卸搪冯娏鞯男畔ⅲ^流時(shí)Vce將增大，且基本上與Ic呈線性關(guān)系，故檢測過流時(shí)的Vce并與設(shè)定的閾值進(jìn)行比較，用比較器的輸出控制驅(qū)動(dòng)電路的關(guān)斷，也可完成過流保護(hù)。
1.2 降柵壓軟關(guān)斷半導(dǎo)體開關(guān)器件
在短路電流出現(xiàn)時(shí)，為了避免關(guān)斷IGBT時(shí)di/dt過大形成過電壓，導(dǎo)致IGBT失控或過壓損壞，通常采用降柵壓的軟關(guān)斷綜合保護(hù)技術(shù)。即在檢測到過流信號后首先是進(jìn)入降柵壓保護(hù)，以降低故障電流的幅值，延長IGBT承受過載電流的時(shí)間。在降柵壓動(dòng)作后，設(shè)定一個(gè)固定延遲時(shí)間以判斷故障電流的真實(shí)性，如在延遲時(shí)間內(nèi)故障消失則柵壓自動(dòng)恢復(fù)；如故障仍然存在則執(zhí)行軟關(guān)斷，使柵壓降至0V以下，最終關(guān)斷IGBT。采用降柵壓軟關(guān)斷綜合保護(hù)技術(shù)可使故障電流的幅值和下降率以及過電壓都受到限制，使IGBT的運(yùn)行軌跡處于安全區(qū)內(nèi)。
圖2
在設(shè)計(jì)降柵壓軟關(guān)斷保護(hù)電路時(shí)，要正確選擇降柵壓的幅度和速度。如果降柵壓幅度較大（如7.5V以上），則降柵壓的速度就不要太快，一般采用2μs左右的下降時(shí)間。由于降柵壓幅度大，集電極電流已經(jīng)較小，則封鎖柵極可快些，不必采用軟關(guān)斷。如果降柵壓幅度較小（比如5V以下），則降柵速度可快些，而封鎖柵壓的速度必須慢，即采用軟關(guān)斷，以避免產(chǎn)生過高的過電壓。
1.3 降頻“打嗝”的保護(hù)
在大功率負(fù)載中為了使電源在短時(shí)間的短路故障狀態(tài)下不中斷工作，又能避免連續(xù)進(jìn)行短路保護(hù)產(chǎn)生熱積累而損壞IGBT，可采用使工作頻率降低的方法形成間歇“打嗝”的保護(hù)，待故障消除后又恢復(fù)正常工作。降頻“打嗝”的保護(hù)并非每個(gè)保護(hù)電路都必需。
2 幾種實(shí)用的IGBT短路保護(hù)電路及工作原理
2.1 利用短路時(shí)Vce增大實(shí)現(xiàn)的短路保護(hù)電路
圖1是利用IGBT短路時(shí)Vce增大的原理實(shí)現(xiàn)保護(hù)的電路，專用于EXB841驅(qū)動(dòng)電路。如果發(fā)生短路，含有IGBT過流信息的Vce不直接送至EXB841的IGBT集電極電壓監(jiān)視腳6上，而是快速關(guān)斷快速恢復(fù)二極管VD1，使比較器IC1（LM339)的V＋電壓大于V－電壓，比較器輸出高電平，由VD2送至EXB841的腳6，啟動(dòng)EXB841內(nèi)部電路中的降柵壓及軟關(guān)斷電路，低速切斷電路慢速關(guān)斷IGBT，既避免了集電極電流尖峰損壞IGBT，又完成了IGBT短路保護(hù)。該電路的特點(diǎn)是，消除了由VD1正向壓降隨電流不同而引起關(guān)斷速度不同的差異，提高了電流檢測的準(zhǔn)確性，同時(shí)，由于直接利用EXB841內(nèi)部電路中的降柵壓及軟關(guān)斷功能，整體電路簡單可靠。
2.2 利用電流互感器實(shí)現(xiàn)的短路保護(hù)電路
圖2是利用電流互感器實(shí)現(xiàn)過流檢測的IGBT短路保護(hù)電路。其中電流互感器TA的初級串接在IGBT的集電極電路中，次級感應(yīng)的過流信號經(jīng)整流后送至比較器IC1的同相輸入端，與反相端的基準(zhǔn)電壓Vref進(jìn)行比較，IC1輸出VB至具有正反饋的比較器IC2的同相輸入端C點(diǎn)，由IC2的輸出經(jīng)R8接至EXB841的腳6上。不過流時(shí)，IC1的VA小于Vref，輸出VB為低電平約0.2V，經(jīng)R1送到IC2比較器的同相端C形成VC，因此時(shí)VC小于Vref，IC2輸出為低電平，EXB841正常工作。當(dāng)出現(xiàn)過流時(shí)，電流互感器檢測到的整流電壓將升高，VA大于Vref，VB為高電平，由R1給C3充電，經(jīng)一定的延時(shí)后，VC將大于Vref，IC2輸出高電平，EXB841保護(hù)電路工作，使IGBT降柵壓軟關(guān)斷。IGBT關(guān)閉后，電流互感器初級無電流流過，使VA又小于Vref，VB又回到0.2V左右，C3經(jīng)R1放電，當(dāng)VC小于Vref時(shí)，IC2輸出低電平，電路重新進(jìn)入工作狀態(tài)。如果過流繼續(xù)存在，保護(hù)電路又恢復(fù)到原來的限流保護(hù)工作狀態(tài)，反復(fù)循環(huán)使EXB841的輸出驅(qū)動(dòng)波形處于間隔輸出狀態(tài)，使IGBT輸出電流有效值減小，達(dá)到保護(hù)IGBT的目的。電位器W1用于調(diào)整IC1比較器過流動(dòng)作閾值。電容器C3可經(jīng)D5和R5快速充電，經(jīng)R1慢速放電，只要合理地選擇R1，R5和C3的參數(shù)，可實(shí)現(xiàn)EXB841比較快關(guān)閉IGBT而較慢恢復(fù)IGBT。正反饋電阻R7保證IC2比較器具有遲滯特性，和R1和C3充放電電路一起，保證IC2輸出不致于在高、低電平之間頻繁變化，使IGBT頻繁開通、關(guān)斷而損壞，提高了電路的可靠性。
圖3
2.3 利用短路Vce和電流互感器過流檢測同時(shí)實(shí)現(xiàn)的短路保護(hù)電路
圖3是利用IGBT過流集電極電壓檢測和電流互感器過流檢測同時(shí)實(shí)現(xiàn)的短路保護(hù)電路。當(dāng)負(fù)載短路（或IGBT因其它故障過流）時(shí)，IGBT的Vce將增大，VD1關(guān)斷，導(dǎo)致由R1提供的電流經(jīng)R2和R3分壓器提供的電壓，使V3導(dǎo)通，從而使IGBT柵極電壓由VD3所限制而降壓，限制了IGBT峰值電流的幅度，該電壓同時(shí)經(jīng)R5及C3延遲使V2導(dǎo)通，送去軟關(guān)斷信號。為了提高短路保護(hù)電路的可靠性，圖3電路還增加了短路電路檢?保護(hù)，它是由電流互感器TA，整流橋U和IC1等組成，短路發(fā)生時(shí)經(jīng)電流傳感器TA檢測出短路電流信號，使比較器IC1輸出高電平，該高電平一方面使V3管導(dǎo)通，完成IGBT的降柵壓保護(hù)，另一方面由V2導(dǎo)通進(jìn)行IGBT軟關(guān)斷保護(hù)。
2.4 具有降柵壓軟關(guān)斷及降低工作頻率的綜合短路保護(hù)電路
圖4是一具有降柵壓軟關(guān)斷及降低工作頻率的綜合短路保護(hù)電路。
正常工作時(shí)，驅(qū)動(dòng)輸入信號Vi為低電平，光耦I(lǐng)C4不導(dǎo)通，V1及V3導(dǎo)通，輸出負(fù)驅(qū)動(dòng)電壓VE，IGBT（V4）關(guān)斷；當(dāng)驅(qū)動(dòng)輸入信號Vi為高電平時(shí)，光耦I(lǐng)C4導(dǎo)通，V1截止而V2導(dǎo)通，輸出正驅(qū)動(dòng)電壓VC1，功率開關(guān)管IGBT導(dǎo)通。發(fā)生短路故障時(shí)，IGBT集電極電壓Vce增大，由于VD5截止導(dǎo)致比較器IC1輸出高電平，V5導(dǎo)通，由VD2限壓實(shí)現(xiàn)對V2降柵壓，從而實(shí)現(xiàn)了IGBT軟降柵壓保護(hù)，V2降柵壓幅度由穩(wěn)壓管VD2決定，軟降柵壓時(shí)間由R6和C1決定約為2μs。IC1輸出的高電平同時(shí)經(jīng)R7對C2進(jìn)行充電延時(shí)約5～15μs后，C2上電壓達(dá)到穩(wěn)壓管VD4的擊穿電壓，V6導(dǎo)通。V6導(dǎo)通后，一方面使光耦I(lǐng)C5導(dǎo)通啟動(dòng)降頻過流保護(hù)電路工作，另一方面由R9和C3形成約3μs的軟關(guān)斷柵壓，完成對IGBT軟關(guān)斷柵壓保護(hù)。
圖4
V5導(dǎo)通時(shí)，V7經(jīng)C4和R10電路形成的基極電流導(dǎo)通約20μs，在降柵壓保護(hù)后將輸入驅(qū)動(dòng)信號閉鎖一段時(shí)間，不再響應(yīng)輸入端的關(guān)斷信號，以避免在故障狀態(tài)下形成硬關(guān)斷過電壓，使驅(qū)動(dòng)電路在故障存在的情況下能執(zhí)行一個(gè)完整的降柵壓和軟關(guān)斷保護(hù)過程。
降頻過流保護(hù)電路主要由時(shí)基555電路（IC2），光耦I(lǐng)C5，V8和V9三極管等組成。V6導(dǎo)通時(shí)，光耦I(lǐng)C5導(dǎo)通，時(shí)基電路IC2的觸發(fā)腳2獲得負(fù)觸發(fā)信號，555腳3輸出高電平，V9導(dǎo)通，IC3與門被封鎖，封鎖時(shí)間由定時(shí)元件R15和C5決定（約1.2s），使工作頻率降至1Hz以下，驅(qū)動(dòng)器的輸出信號將工作在所謂的“打嗝”狀態(tài)，避免了發(fā)生短路故障后仍工作在原來的頻率下，而頻繁進(jìn)行短路保護(hù)導(dǎo)致熱積累而損壞IGBT。只要故障消失，電路又能恢復(fù)到正常工作狀態(tài)。
2.5具有檢測高頻交流電流短路的保護(hù)電路
圖5
該電路如圖5所示。R4為輸出電流取樣電阻，電路正常工作時(shí)，IC1的輸出電壓UA不足以使D3（9.1V）或D4（9.1V）擊穿導(dǎo)通，V1和V2均不導(dǎo)通，IC2不工作，V3導(dǎo)通輸出低電平，EXB841驅(qū)動(dòng)電路正常工作。如果電路有過流現(xiàn)象出現(xiàn)時(shí)，假定發(fā)生在正半周，IC1輸出的UA為負(fù)電壓，使得D3擊穿，D4導(dǎo)通，V2導(dǎo)通，電流經(jīng)D2，R8，V2，R1，使光耦I(lǐng)C2導(dǎo)通，輸出過流信號，V3截止輸出高電平。若負(fù)半周過流發(fā)生，IC1輸出UA為正電壓，使D4擊穿，D3導(dǎo)通，V1導(dǎo)通，電流經(jīng)R7，V1，R8和D1，使IC2通電工作，V3截止輸出高電平。當(dāng)V3截止輸出高電平時(shí)，啟動(dòng)EXB841內(nèi)部短路降柵壓軟關(guān)斷電路工作，完成對IGBT的保護(hù)。這樣，只要電路有過流現(xiàn)象發(fā)生，保護(hù)電路就會(huì)立即動(dòng)作，對電路進(jìn)行有效地保護(hù)，防止損壞IGBT。該電路對低頻交流電路和直流電路短路電流保護(hù)同樣有效。由于PN結(jié)穩(wěn)壓值隨溫度升高而升高，而PN結(jié)正向?qū)ㄖ惦S溫度升高而降低，故D3及D4反向串聯(lián)具有良好溫度補(bǔ)償作用，使電路熱穩(wěn)定性相當(dāng)好。
